专利名称：采用积分非线性误差整形的流水线adc的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种减少流水线模数转换器(ADC)中的积分非线性误差的方法及其系统。
背景技术：
模数转换器广泛地适用于电子工业领域中的各种应用中，如数字电视处理和模拟视频到DVD视频的转换中。其中通常使用的一种ADC类型是流水线ADC。这种ADC比执行相同数字转换的快速ADC(flashADC)所需要的元件少。通常，流水线ADC执行的转换还比SAR转换器快，如在SAR转换器中，转换时间与将要被转换的位数成比例。因此，流水线ADC通常适合用于既需要相对快的转换时间又要使电路元器件的数量保持在最小的应用中。
流水线模数转换器的一个主要缺陷在于它们倾向于体系结构相关的积分非线性(INL)误差。这些误差是由于ADC中存在的非线性产生的，并且它们显现为输出数字信号中的曲线。理想地，INL曲线应当具有所有的零值，使得所得到的数字转换是无误差的信号。
这些INL误差是由各种原因产生的，例如电容器不匹配、放大级增益误差以及较高采样率上的不完全稳定(settling)(有效的动态增益误差)。每个INL曲线具有和它相关的流水线ADC特定的拓扑结构的形式。对于具有多位第一级的流水线ADC，INL曲线的周期形式具有相应于第一级中判定电平数量的周期数量。
下面的表格示出了ADC以54MS/s和110MS/s运行时的标准参数。
尽管这些ADC规格对于大小和消耗的电量是合理的，当这些ADC规格用于诸如视频应用中时会产生显现为显著的低频失真的误差。该误差表现为输出转换信号的INL曲线。视频应用的属性指的是当具有低频含量的信号正在被处理时线性误差趋向于最显著，因为视频图像中的低频误差很容易被人眼察觉。
从图1的图表中能够看出具有4位第一级流水线ADC的一般INL曲线。从这个图表中能够看出叠加在INL曲线上的短期偏离的振幅随采样频率而增长。这主要是由于第一级MDAC中的不完整稳定。这出现在例如当这种ADC的第一级MDAC放大器的增益不产生其正确值时。如果该增益不是正确的，那么传送到其余ADC的MDAC的输出(即，残余)在下文中表示实际的残余，并且因此产生INL误差。在增益是正确、但其中该放大器不具有足够的时间来稳定到正确的最终值的情况中，这种结果还表示为类似于增益误差并且给出相应的INL误差。当采样率过高时，出现没有足够的时间来考虑MDAC中的稳定的情况。
图2示出了当处理视频信号时，积分非线性误差对具有多位第一级的流水线ADC的影响。对于缓慢变化的视频信号，例如穿过屏幕从黑到白逐渐倾斜的信号，能够看出锯齿形的INL曲线在视频信号上产生了低频误差。对于黑白斜坡，这能够清楚的视为图中的垂直带。从而，产生不完美的视频输出信号。
从而，希望在诸如视频应用的应用中为了提供尽可能高质量的输出信号特别要注意消除低频失真。然而，如果没有消耗大量的功率和面积(功率和面积越大，放大器的稳定越快)，流水线ADC特有的INL曲线很难消除这些误差。
已经用于减少INL曲线效应的一种方法是使用随机噪声来使模拟输入抖动，以便屏蔽量化噪声。另一种方法包括使用随机噪声来使模拟输入抖动和移除数字域中的噪声以校正差分非线性(DNL)误差。增加随机噪声的缺陷在于为了减少INL误差，该噪声必须具有足以产生使输出波形变化的振幅，该输出波形从阶梯状波形(作为误差的结果)变化成接近理想波形的波形(斜坡)。振幅的值通常是相当重要的。
已经用于克服上述主要问题的另一种方法是使用视频ADC的抖动方案。该视频信号通过随机噪声以视频行速率进行抖动并且该抖动在数字化之后被移除。这样的作用是通过将INL误差放置在每个视频扫描行的不同点上而使得该INL误差对于眼睛是不明显的。然而，这种方法实际上不能够消除INL误差。每行仍具有误差，但位于前一行的不同位置中。该误差实际上只是通过眼睛的“垂直”滤波而被隐藏。
转让给本申请受让人的美国临时专利申请No.60/609,049公开了另一种方法。该方法包括在模拟域中增加一个Fs/2的固定抖动，选择匹配ADC INL特性的抖动的数量。然后在数字域中移除这种抖动。当该抖动方案被激活时，在具有那些误差的合成调制的交替时钟周期上INL误差趋向于消除。这种结果是INL误差向Fs/2移动，所提供的INL特性运转良好。
该抖动方法的一个缺陷在于该方案的有效性依赖于INL曲线的形状。方形或三角形图案被完全校正。然而，对于具有MDAC增益或稳定误差的流水线ADC来说是典型的锯齿形图案，该方案使一半误差信号被调制到fs/2，尽管残余在频率上加倍。
用于移除INL误差的另一种公知技术包括动态元件匹配(DEM)。该技术使用流水线ADC的第一级MDAC中使用顺序随机化的电容器元件。在这种技术中，4位MDAC使用电容器和放大器来执行函数Vout＝8*(Vin-D*Vref/16)，其中D的范围是0到15。使用16个电容器来耦接上述等式中的Vref或零。这种技术弥补了电容器不匹配的情况(例如，如果存在大于其他电容器的电容器)，这通常会产生一些具有更多权重的D值，因此阶梯出现在斜坡转移函数中。在DEM中，从这种事实中取得的优点是利用这种电容器产生的误差的情况会出现在应用于该ADC的斜坡信号中的相同位置。结果，该误差快速移动，从而不能够被人的眼睛察觉。但是这种技术仅能处理由于电容器不匹配产生的INL误差，而非由于稳定或增益误差而产生的INL误差，这种INL误差事实上更加显著。
因此，需要提供一种改进的方法来校正流水线ADC中的INL曲线。
发明内容
本发明提供了一种用于减少非线性误差的流水线模数转换器电路，该电路包括用于将模拟输入信号转换成数字输出信号的流水线模数转换器和耦接到该转换器的反馈电路，使得该数字输出信号适合于具有大约零伏特的平均非线性误差值。
反馈回路适合于迫使该转换器的MDAC输出的平均值为零，这依次产生大约为零的平均非线性误差值。
优选地，该反馈电路包括西格马德耳塔调制器。
希望地，该西格马德耳塔调制器包括积分器和数字加法器。
优选地，该流水线模数转换器包括多个级，每级都提供两个输出信号，其中第一级的第一输出信号是输入电压的数字估算而第一级的第二输出信号是输入电压的数字估算和输入电压的实际值之间的误差的模拟倍数。
优选地，第一输出信号是由快速模数转换器产生的，第二输出信号是来自MDAC的残余输出。
希望地，西格马德耳塔调制器对残余的输出进行积分。
优选地，对来自快速模数转换器的输出和抖动信号进行总计。
希望地，把快速模数转换器的输出和抖动信号的总和传送给MDAC。
优选地，积分器的输出用于控制抖动信号。
抖动信号可以是快速模数转换器最低有效位的倍数。
优选地，当积分器输出的极性是负的时该倍数是负的。
希望地，该倍数根据积分器输出的极性确定为大约0.5或-0.5。
该倍数的值可以根据积分器的输出确定为大约-1、-0.5、+0.5或+1。
输入电压的数字估算和输入电压的实际值之间的误差的倍数值可以大约是8。
该积分器可以是数字积分器。
除了信号处理所需的比较器以外，2级快速(stage 2 flash)还具有一个或更多个比较器，为了提供额外的信号范围来调节先前级中的西格马德耳塔功能，该比较器提供有大约两倍的级间冗余。
流水线模数转换器电路还包括转换器2级中的第二西格马德耳塔调制器。
最低有效位可以用两个电容器来表示。
MDAC可以结合非互补的参考转换。
可以在模拟域中减去大约0.5LSB。
在该转换器结合偏移误差的情况下，可以在数字域中监控和控制该误差。
本发明还提供了一种用于减少流水线模数转换器电路中的非线性误差的方法，该方法包括步骤通过流水线模数转换器将模拟输入信号转换成数字输出信号；以及创建耦接到该转换器的反馈回路，使得该数字输出信号适合具有大约零伏特的平均非线性误差值。
参考附图对本发明的实施例进行描述，其中图1示出了流水线ADC的一般积分非线性(INL)曲线；
图2说明了INL误差在视频信号处理上对具有多位第一级流水线ADC的影响；图3说明了抖动方案是如何影响a)对称波形和b)锯齿形波形的。
图4说明了通过负向斜坡激发的流水线ADC的一般1级残余以及是如何映射到2级快速转换器的；图5a示出了当使用模拟积分器执行本发明时的电路；图5b示出了当使用数字积分器执行本发明时的电路；图6示出了对无误差ADC和第一级MDAC具有2％增益误差的ADC的电压值进行比较的理想模型图表；图7示出了通过对1级快速输出的+/-0.5最低有效位(LSB)进行抖动而实现的图5的西格马德耳塔方案；图8示出了使用图7实现的具有2的1级增益误差的ADC操作的理想模型图；图9示出了导致残余中的偏移的误差是如何影响ADC图表的；图10示出了本发明具有第一级增益和偏移误差的ADC的多级抖动的操作图；图11示出了本发明具有附加的额外比较器的2级残余特性；图12示出了具有2的1级增益误差和增加的额外比较器的偏移误差的ADC的操作图；图13示出了本发明除了1级增益误差以外模拟的2％的2级增益误差的图表；图14示出了当2级校正方案和1级校正串联运行时本发明电路实现的输出；图15详细说明了本发明ADC的最差情况仿真；图16示出了如何使用两个电容器来表示本发明MDAC操作中的LSB；以及图17示出了本发明具有1级和2级误差校正的ADC的完整结构图。
具体实施例方式
现在参考具体实施例和特定
本发明，但是本发明并不限于此，而仅仅是由权利要求来限定的。
如
背景技术：
部分所论述的，抖动法包括在模拟域中增加Fs/2的固定抖动，和选择匹配ADC INL特性的抖动数量，以及在数字域中移除抖动，该抖动法的效果取决于INL曲线特性的属性。已经断定了方形或三角形的波形被全部校正。但是，对于锯齿形波形，该方案导致被调制到fs/2的一半误差信号，尽管残余的频率增加一倍。这意味着随着ADC采样率的增加，抖动方案不能完全有效地解决和放大器增益相关的失真和稳定误差。这能够从图3的曲线图中看出，该曲线图示出了抖动方案是如何影响a)对称波形和b)锯齿波形的。因为锯齿波形通常用于具有MDAC增益或固定误差的流水线ADC，需要提供一种能够减少锯齿波形的INL误差的方法。本发明提供了这种方法，参考图4到17来说明。
在设法研究更有效地解决放大级增益误差的方案时，查找产生这种特性的MDAC增益误差的原因是有用的。图4示出了通过负向斜坡激发的流水线ADC的一般1级残余以及该1级残余如何映射到2级快速转换器。转移函数中的不连续点对应于十四个快速判定电平。如前面提到的，1级放大级增益误差显现为线性误差，这是由于增益误差使表示来自第一级的残余的MDAC的输出稳定为一个错误的值。所描述的增益误差会产生如图2所示的INL特性。由于第一级的不完全稳定(settling)是一种增益误差，这种INL特性随着采样率的增加会变得更加明显。
通常，MDAC输出电压(Vout)或残余是通过以下等式给定的Vout＝G*(Vin-D)其中Vin是输入电压，G是增益，D是转换回模拟信号的快速输出码(即，输入电压的量化样式)。折线特征是MDAC转移函数中如果存在增益误差时所期望的特性，同样地(as such)误差通过ADC一直传播并且显现为ADC输出中的误差。
从图4中能够看出，MDAC输出和误差之间存在线性关系(对于第一级)。当残余是零时由增益误差产生的INL误差是零，即如果来自MDAC1的输出是零那么INL误差也是零。还应当认识到由于增益误差产生的INL对相同和相反的残余来说是相同和相反的。从2到10级输出的数字事实上是1级残余的数字表示。
本发明采用上述观测结果来减少流水性ADC的线性误差。能够通过增加或减少1级快速输出，在残余线之间跳跃来以量化方式控制1级残余。如图5a和5b所示，通过使用从残余ADC到第一级快速的反馈方案，在本发明的电路中达到上述目的。这种反馈方案通过测量残余而允许INL误差的推论。对于该图来说，有利的是分别表示来自1级的快速(flash)和MDAC。2到9级被表示为单独的残余ADC。
当残余ADC的输出被积分并且积分器的输出以量化方式被总计或增加到1级快速的输出时，产生西格马德尔塔环路。于是总计的信号传送给MDAC。由于MDAC执行从Vin中减去快速输出，从而获得负反馈。这种闪存ADC的输出以按比例和量化方式被积分器的输出所控制，使得MDAC1输出的“平均”值是零。这确保了非线性误差的“平均”值也是零。
在所描述的实施例中，快速模数转换器的输出和抖动信号一起被总计。抖动信号是快速模数转换器的最低有效位的倍数。抖动信号通过积分器的输出来控制。当积分器输出是负的时，抖动信号也是负的。相反地，当积分器的极性是正的时，振动信号是正的。
图5a和b中的许多电路包括流水线ADC的标准组件。把第一级示为其分开的组件(Flash和MDAC)，同时把所有的后续级示为子ADC或残余ADC。
由于在流水线ADC中第一级快速估算或“推测”或大概描述了输入信号的4位数字化，因此本发明的电路导致INL误差的减小。这种估算或“推测”或大概描述允许存在高度的不精确。于是初始的估算在传送给残余ADC之前从输入信号和增益值(Vout＝8*(Vin-estimate))中被减去，在残余ADC中该处理步骤重新开始。这些估算在称为“数字误差校正”的逻辑中重组以给出正确的数字转换输出。流水线ADC的一个关键特征在于允许每个数字化非常粗略。其原因是这种估算中的任何误差组成了发送给残余ADC的模拟残余，其中模拟残余可供下游使用。这被称作为冗余。
因此应当认识到流水线ADC的所有精确度被输入到MDAC中，尽管该快速(flash)可以是极不精确的。例如，该快速可以估算为5并且MDAC输出为1V，或该快速信号可以认为是6并且MDAC输出为-1V。最后这些方案最后都产生同样正确的数字输出。这是本发明电路的实际情况。
为了减少INL误差，本发明合并了流水线ADC的积分器和数字总计节点。由于上述的MDAC操作，能够通过改变快速输出(估算的)来影响MDAC的输出。还应当理解能够改变快速输出而无需改变最后的输出码，只要改变的数量不超出快速所允许的误差范围。积分器可以是模拟或数字的。图5a示出了一个模拟积分器，而图5b示出了一个数字积分器。如图5a所示，如果积分器是模拟的，它直接积分其余数。可选择地，如果该积分器是数字的，则使用残余的ADC的输出作为其输入，如图5b所示。
理想地，期望MDAC的输出始终等于零，从而使INL误差减少到零。尽管这是不可能的，但是能够通过迫使该输出在零值周围以使该输出具有零的“平均”值。这通过在第一级周围设置积分反馈回路来获得，如图5a和5b所示。
这种电路的效果最好通过采用MDAC输出是正的例子来解释。这指定了残余ADC的正的输出。这反过来使得积分器斜线上升。当越过零值时，使得快速输出增加1。由于MDAC转移函数，这使得MDAC输出向下跳转以补偿所增加的快速输出。因此，即使对于低频率或固定的模拟输入，MDAC输出(或余数)会以其平均值是零的方式在零值周围上下跳跃。结果，INL误差的平均值也变为零，于是该积分的非线性被最小化。
基本上这是在反馈回路中具有积分器的德耳塔西格马调制器中执行的。最后的效果是将INL误差以“噪声整形”方式移向高频，并且低频存在较少的误差，DC存在零误差。
本发明的西格马德耳塔方案的有效性最好通过使用理想化的模型来解释。在理想化的模型中，不存在偏移误差、2级误差，不产生净空高度(headroom)问题并且不存在量化器饱和。
图6的图表比较了使用理想化模型的例子、无误差的ADC和具有第一级MDAC中2％增益误差的ADC。左边的图表是时域图。所示的四个图表是输入斜坡信号的ADC处理，即输入ADC电压、第1级快速输出信号、第一级残余信号、以及数字输出和输入信号之间的差。
如所希望的，第一级快速仅是一个阶梯波形。ADC的快速输出是输入电压(Vin)的数字估算。在第一级残余信号的图表中，第一级残余呈现了锯齿波形。每当第一级快速增加到下一个编码，锯齿波形就向下跳转。如先前所提到的，残余输出是由以下等式给出的R＝8*(Vin-D)(1)其中R＝余数，且D＝快速输出的模拟表示。
因此把余数计算为输入电压的数字估算和输入电压乘以8的正确值之间的误差。对于理想的ADC，数字输出和输入之间的差等于量化噪声。这在图中用水平粗线示出。然而对于非理想的ADC，输出端的误差由2％的第1级增益误差来支配，这产生了锯齿型误差。对于n位第1级，该增益通常是2n-1，即对于4位第1级，该增益是8。但是，该增益可以是更少。如果该增益大于此，例如2n，则不存在冗余。
右边的图表是频域图，示出了当ADC由相当低的频率输入品质激发时ADC输出的快速傅里叶变换。这提供了噪声层从ADC期望的信噪比(SNR)和噪声层的估算。右上方的图表是理想ADC的情况。如相应的时域图的情况，理想ADC的噪声层相应于量化噪声。右下方的图表示出了在高频只存在量化噪声。这个图表也示出了由于2％增益误差而产生的不需要的含量集中在低频。
本发明的西格马德耳塔方案最简单的执行是对1级快速输出的最低有效位(LSB)执行+/-0.5，这取决于积分器输出的极性。如图7所示的，根据需要，这能够提供足够精确的控制来使得任何Vin的残余平均为零。
图8示出了该方案在理想化模式中是如何实现的图表，左边的图表是时域表示，而右边的图表是频域表示。
依赖于积分器输出的极性，该快速输出被总计或进行+/-0.5LSB的抖动。可以看出，快速输出是具有增加1LSB振幅的某种整形噪声的阶梯波形而不是响应输入斜坡的阶梯波形。当快速输出抖动时，于是紧接着残余也会抖动。因此，该输出是由具有整形噪声或增加的抖动的锯齿波形组成而不是常规流水线ADC中所示的锯齿波形。该效果是，尽管瞬时误差(偏离理想情况的ADC输出)没有减少，但是该误差的低频分量显著提高。在频域中，这种提高是清楚的，其中比较了未校正ADC的输出频谱、先前描述的具有传统抖动的ADC以及具有完整西格马德耳塔(SD)误差整形的ADC。具有传统抖动的ADC的频谱看起来类似于未校正ADC的频谱；事实上按照期望提高了6dB。这个图表清楚地示出了对低频进行显著改进的方案，因为所有的误差上移到更高的频率。
总是在西格马德耳塔方案中看到这种“噪声整形”，但之前从不应用于处理ADC线性误差，而仅用于量化误差。
在实际的ADC中，当实现第二实施例的电路时，还应当考虑到多个ADC误差。这些误差中的一个是ADC中的1级偏移误差。如果快速比较器中的一个具有偏移误差，那么相应于该快速的MDAC输出曲线部分的残余也具有要补偿的偏移。图9示出了在残余特性中产生偏移的这些误差。然而，该西格马德耳塔误差整形方案的这种偏移的影响是，目前区域中的+/-0.5LSB不足以允许积分器控制该残余的符号。这会在其中该反馈对西格马德耳塔回路的“影响”不足以控制该误差的情况中出现。如果是这种情况，会导致积分器“失控”。即使在积分器饱和的情况中，仍然存在其中不出现误差整形的输入范围的区域。
为了调节偏移误差，根据本发明的一个实施例，采用了多级抖动。对此存在多个选项，某些选项在下面的“缩放&量化”表中详细说明。
具有模型的实验证明了方案4是最佳的方案，其中X值设置成256。对于这个方案，增加到1级快速输出的抖动是-1LSB、-0.5LSB、+0.5LSB、+1LSB，即，该值在大约为1LSB、-0.5LSB、+0.5LSB、+1LSB的值之间顺序循环。
当积分器输出超过一特定阈值时，在总计节点增加的值从0.5LSB增加到1LSB。应当指出为X所选择的值取决于剩余位的数量。图10示出了对具有第1级增益和偏移误差的ADC进行多级抖动的方案4的操作图。这种方案消除了饱和。
多级抖动解决了积分器失控的问题，使得西格马德耳塔调制器在ADC的整个输入范围内起作用。然而，增加的抖动级表现出其自身的问题-产生的噪声频谱是平坦的，而不是具有所希望的一阶噪声整形特性。这是由于当1级快速信息具有显著转变时在某一时间能够出现一或两个时钟周期的闪烁型误差。由于积分器回路中的等待时间以及在快速转变之后瞬时设置在“错误”方向中几个时钟周期内的抖动，闪烁误差和第二级的合成饱和一起出现。因此，尽管频谱和未校正的ADC相比仍是有改进的，但它仍然不是最佳的。
这个问题最简单的解决方法是允许两位的冗余并且把1级增益减少到4。但这不是一个理想的解决方法，因为这使2级增益误差的相对有效位加倍。于是2级增益误差等效于1级增益误差，因此消除了本发明方案的目的。
因此，解决这个问题优选的方法是给2级输入级增加额外的比较器以产生所希望的一阶噪声整形特性。这是通过给2级快速信息以及2级MDAC中相应的电路增加额外的比较器来调节那些误差而获得的。在图11和12示出了增加比较器的效果。这扩大了2级的输入范围而没有干扰级间冗余。应当理解，同样可以在每个变换级上提供除了处理信号所需的比较器以外的额外比较器，以便提供额外的信号范围以调节先前级中西格马德耳塔的有效范围。
上述方案圆满地解决了1级增益和偏移误差。然而从图13的实验中能够看出2级增益误差仍然对操作有显著的影响，尽管没有达到1级增益误差的程度。图13的图表类似于图8，但是除了1级增益误差以外模拟了2％的2级增益误差。然而能够从右下方的图表中看出，噪声本底在低频上是不可忽略的，这是不合乎要求的。
这种误差能够通过在2级中提供第二个西格马德耳塔调制器来解决。该方案的执行和上述表中1级的方案4的执行极其类似。然而，由于流水线中的位置，应当指出X是128而不是1级情况中的256。
图14示出了当2级校正方案和1级校正串联运行时本发明电路实现的输出。该输出是包括在3级中包括了类似于2级中的额外比较器的电路实现。
从具有误差整形的附图的实验中应当理解，额定1级输出是1V，在大量编码转换之后的几个时钟周期偶尔偏移到1.25V。尽管本发明的电路实现提供了和1级校正串联运行并且产生能够成功地处理这些较高输入的2级ADC的2级校正方案，但需要确保1级MDAC放大器具有所需的净空高度并且2级快速比较器是相配的。
例如，对于参考电平是1.2V的ADC的校正操作，输出振幅应当是具有1.5V的剩余合理增益的1.2V。图15示出了模拟这种ADC最差的情况，其中可以看出1级和2级中的放大器根据需要进行操作。
一种可选的解决方法是通过减少的参考电平来估算ADC。
根据本发明多种方法能够用于使快速输出增加或减少0.5LSB。一种方法涉及使当前单元电容器的数量减半。于是，这些电容器的其中两个能够用于表示MDAC操作中的LSB，如图16所示的。
一种可选的方法涉及非补偿参考转换。当前在MDAC中的参考转换是互补的。这意味着把连接到放大器正极端子(refp)的每个电容器进行转换来补偿连接到负极端子(refn)等效电容器的参考转换。通过把refp转换到电容器中的一个，而不是转换共模参考refcm，也不是把refn转换到互补的电容器，可以使模拟输出增加0.5LSB。应当指出这要求refcm相当接近于refp和refn的中点值。
一个可选的方法涉及从快速判定电平中减去0.5LSB。这并不完全和前两种数字执行的方法的情况相同，因为这种方法水平且垂直地移动MDAC特性。然而，整体效果是相同的。应当理解，这在快速输出上需要一组额外的采样开关。
本发明流水线ADC中的另一个误差源是快速ADC的比较器中存在的偏移误差，快速ADC包括每个流水线级的一半。通常，这种比较器偏移误差通过设计这些比较器来减小，使得该偏移误差足够小以确保该误差通过ADC的级间冗余来调节。本发明的电路提供了校正该比较器偏移误差的可选择的方法。该比较器偏移误差在数字域中被监控。这是通过监控来自残余ADC(即，由所有后续级形成的ADC)的编码与来自第一级的编码而获得的。于是该数字电路确定每个比较器的偏移误差并且控制该误差以使其接近零。
图17示出了本发明具有1级和2级误差校正的ADC的完整结构图。
参考附图描述的本发明中的实施例包括计算机装置和/或在计算机装置或集成电路上执行的处理步骤。然而，该发明还提供了计算机程序，特别是存储在或位于适合于本发明实行的载体上的计算机程序，例如存储在集成电路上。该程序可以是以源代码、目标代码、或代码中间源以及目标代码的形式，特别地，例如以部分编译的形式或适合用于执行本发明方法中的任何其它形式。该载体可以包括诸如ROM(例如，CD ROM)或磁记录介质(例如，软盘或硬盘)的存储介质。该载波可以是经由电缆或光缆或经由无线电接收装置或其它装置传送的电或光信号。
本发明不限于这里所描述的实施例，可以在不脱离本发明的精神范围内进行修改和变化。
权利要求
1.一种用于减少非线性误差的流水线模数转换器电路，该电路包括用于将模拟输入信号转换成数字输出信号的流水线模数转换器和耦接到该转换器的反馈电路，使得该数字输出信号适合于具有大约零伏特的平均非线性误差值。
2.根据权利要求1所述的流水线模数转换器电路，其中该反馈回路包括西格马德耳塔调制器。
3.根据权利要求2所述的流水线模数转换器电路，其中该西格马德耳塔调制器包括积分器和数字加法器。
4.根据权利要求3所述的流水线模数转换器电路，其中该流水线模数转换器包括多个级，每级都提供两个输出信号，其中第一级的第一输出信号是输入电压的数字估算而第一级的第二输出信号是输入电压的数字估算和输入电压的实际值之间的误差的模拟倍数。
5.根据权利要求4所述的流水线模数转换器电路，其中第一输出信号是由快速模数转换器产生的，第二输出信号是来自MDAC的残余输出。
6.根据权利要求5所述的流水线模数转换器电路，其中西格马德耳塔调制器对残余的输出进行积分。
7.根据权利要求6所述的流水线模数转换器电路，其中对来自快速模数转换器的输出和抖动信号进行总计。
8.根据权利要求7所述的流水线模数转换器电路，其中把快速模数转换器的输出和抖动信号的总和传送给MDAC。
9.根据权利要求8所述的流水线模数转换器电路，其中该积分器的输出用于控制该抖动信号。
10.根据权利要求9所述的流水线模数转换器电路，其中该抖动信号是快速模数转换器最低有效位的倍数。
11.根据权利要求10所述的流水线模数转换器电路，其中当积分器输出的极性是负的时该倍数是负的。
12.根据权利要求11所述的流水线模数转换器电路，其中该倍数根据积分器输出的极性确定为大约0.5或-0.5。
13.根据权利要求10所述的流水线模数转换器电路，其中该倍数的值根据积分器的输出被确定为大约-1、-0.5、+0.5或+1。
14.根据权利要求4所述的流水线模数转换器电路，其中输入电压的数字估算和输入电压的实际值之间的误差的倍数值大约是8。
15.根据权利要求3所述的流水线模数转换器电路，其中该积分器可以是数字积分器。
16.根据权利要求5所述的流水线模数转换器电路，其中除了信号处理所需的比较器以外，2级快速还具有一个或多个比较器，为了提供额外的信号范围以调节先前级中的西格马德耳塔功能，该比较器提供有大约两倍的级间冗余。
17.根据权利要求5所述的流水线模数转换器电路，还包括转换器2级中的第二西格马德耳塔调制器。
18.根据权利要求10所述的流水线模数转换器电路，其中最低有效位用两个电容器来表示。
19.根据权利要求5所述的流水线模数转换器电路，其中MDAC结合非互补的参考转换。
20.根据权利要求12所述的流水线模数转换器电路，其中在模拟域中减去大约0.5LSB。
21.根据权利要求1所述的流水线模数转换器电路，其中该转换器结合偏移误差，可以在数字域中监控和控制该误差。
22.一种用于减少流水线模数转换器电路中的非线性误差的方法，该方法包括步骤通过流水线模数转换器将模拟输入信号转换成数字输出信号；以及创建耦接到该转换器的反馈回路，使得该数字输出信号适合具有大约零伏特的平均非线性误差值。
23.一种用于减少非线性误差的流水线模数转换器电路，该电路包括将模拟输入信号转换成数字输出信号的装置和用于创建耦接到该转换器的反馈电路的装置，使得该数字输出信号适合于具有大约零伏特的平均非线性误差值。
全文摘要
本发明提供了一种电路，该电路包括用于将模拟输入信号转换成数字输出信号的流水线模数转换器和耦接到该转换器的反馈电路，使得该数字输出信号适合于具有大约零伏特的平均非线性误差值。
文档编号H03M1/12GK1945978SQ20061012140
公开日2007年4月11日 申请日期2006年5月26日 优先权日2005年5月27日
发明者科林·G·莱顿, 约翰·J·奥东尼尔, 大卫·G·奈恩 申请人:阿纳洛格装置公司