专利名称：高阻抗电平移动放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及放大器电路，尤其是指电平移动放大器电路。
背景技术：
电平移动放大器包括将输入信号移动预定电压的一类放大器。在一些场合中，需要处理的输入信号电压范围大于电路的供电电压(例如电压轨)。如下所述，为实现电平移动目的，存在着各种电路。
现有技术的图1说明了根据现有技术的一种示例性的电平移动电路100。该电路100包括一个反相(inverting)运算放大器LM324，其同相输入端耦合接地。在运行中，电路100作为一个单一供电设备，由供应电压正轨供电，回路接地。由于电路100的输入信号反相为输出信号，输入信号范围可以从地降到负电压。此外，输出信号可以在地到由反馈电阻R1，R2的比率决定的某个(其他)正电压之间摆动。当然，电路100的输入阻抗等于输入电阻R1的值。
现有技术的图2为根据现有技术的另一个示例性的电平移动放大器电路200。如图所示，该电路200从电压正轨使第一NPN双极型晶体管Q1和Q2的发射极和基极摇摆(dangle)。由于所有连结隔离的节点(alljunction-isolated nodes)在正轨附近偏置，输入信号的范围可以高到电压正轨减去一部分电压，低至负轨(地)以下，直到发生击穿。根据电路200的设计，不是第一晶体管对Q1和Q2就是第二晶体管对Q3和Q4会首先击穿。这种电路200通常在仪表放大器和高速数字线路接收器中使用。此外，被检测的输入信号通常必须为电路200的输入级提供偏置电流。
现有技术的图3为根据现有技术的另一个示例性的电平移动放大器电路300。该电路300通常应用在可调节稳压器中。如图所示，能带隙基准电压Adj在衬底以下摆动(dangle)，衬底连接电路300的输出端Vout。一个用户提供的电阻分压器302分别连接输出端Vout、基准电压的末端和地。调节之后的输出Vout设置为分压器302的电阻分配比率乘以能带隙基准电压Adi的函数。通常，选择阻抗相当低的电阻分压器302，从而电阻分压器302的电流一般从能带隙基准电压Adj末端抽走(swamp)10-20μA电流。
现有技术的图4A和4B为根据现有技术的另外一个示例性的电平移动放大器电路400。该电路400从一个偏置电流发生器接收一个输入电流信号i_refp 401。电流流经一个N沟道的FET NE3，该FET提供供电中断功能。电流也流经由P沟道FET pe3，pe5，pe6，pe1，pm7和pm0构成的常用的P沟道级联电流镜。可以注意到，FET pe5和pm0具有相同的W/L参数(也就是FET栅极的宽度/长度尺寸等)，但是，两者的m数(也就是并联的FET数量等)为4∶1。因此，电流镜输出部分(pm0的源-漏极)的电流是输入电流i_refp的四倍。
还是参考图4A和4B，电流镜的输出电流(主要由FETpm0和与之级联的pm7控制)流经阻性负载421-424。在运行中，电流流经由P沟道FET pf2和与之相连的级联器件pif2构成的源极跟随器。节点vout_p460的电压是输入电压vin_p(在节点470处)加上由于阻性负载421-424而产生的补偿电压(offset)，和由于源极跟随器FET451或者其他源极的临界电压而产生的补偿电压。如图所示，由于pif2是低阈值电压型，因此源极跟随器FET451两端呈现稳定的1.1V电压，这样FET451，452的栅极就可以连接在一起；因此大大增强的电平移动器在其全部信号范围内的线性度。
继续参考图4A和4B，可以看到，由于流经阻性负载421-424的电流可能需要产生几百mV的电势差，电路400的带宽可能变得有限。这种效应可能由于FET451，452的电容和阻性负载421-424的时间常数效应(time constant effect)的相互作用。为了克服过度的带宽限制，可以由FET对pe18和pe19组成一个高源极阻抗的电流源来改善电压变化速率(slew rate)。这个电流源与由插入到FET pe18和级联FET pe19之中的FET pe30，pe22，pe23，pe24组成的，接受供给的偏置电流ib的镜电路485成镜像。须注意将节点470的vin_p信号转换为节点460的vout_p的移动器动作仅发生在一对差模信号的一半周期(通常是正半周)。一个完全复制的转换桥臂电路490用于将负信号vin_n转换为vout_n。vin_p和vin_n都移动由电流i_refp决定的一个电压，这反映了这两个信号需要几乎相等的补偿量以避免在差模信号中引入误差。
在运行中，电路400表现出较差的线性度，信号比电压轨大VTO。更多关于电路400的信息可以参考专利号为6717451的美国专利。
遗憾的是，对信号大于电压轨的信号进行电平移动的现有技术的放大器表现出低的输入阻抗，或者其他可能存在的不理想的特性。例如，一些现有技术的放大器要求电源提供很大的偏置电流对放大器的输入级供电，等等。因此需要解决这些/或其他与现有技术相关的问题。
发明内容
一种电平移动放大器，用于对电压幅值大于放大器的供电电压的输入信号进行电平移动。在运行中，放大器的输入阻抗大于100M欧姆。
现有技术的图1为根据现有技术的示例性的电平移动放大器电路。
现有技术的图2为根据现有技术的另一示例性电平移动放大器电路。
现有技术的图3为根据现有技术的另一示例性电平移动放大器电路。
现有技术的图4A-4B为根据现有技术的另一示例性电平移动放大器电路。
图5为根据本发明的一个实施例的电平移动放大器电路。
图6为根据本发明的另一实施例，示意性地表现了电平移动放大器电路。
图7为根据本发明的其他另外的实施例，采用JFET的电平移动放大器电路。
图8A为根据本发明的其他另外的实施例，采用MOSFET的电平移动放大器电路。
图8B为根据本发明的其他另外的实施例，另一个采用MOSFET的电平移动放大器电路。
图9为根据本发明的其他另外的实施例，又一个采用MOSFET的电平移动放大器电路。
图10为根据本发明的其他实施例，一种可以实现各种电平移动电路的电路。
具体实施例方式
图5为根据本发明一个实施例的电平移动放大器电路500。如图所示，电路500包括一个第一供应电压轨502和一个第二供应电压轨504。在各种实施例中，第一供应电压轨502可以提供第一预定电压(例如正电压等)，而第二供应电压轨504可以提供第二预定电压(例如负电压，地等)。
在工作中，电路500能够接收输入信号506，该输入信号的电压幅值大于与第一供应电压轨502或第二供应电压轨504有关的供电电压。例如，图5所示的实施例示出了输入信号506幅值超出了提供负电压的第二供应电压轨504的电压幅值范围。当然，虽然图中没有显示，可以大于第一供应电压轨502的供电电压幅值范围。
假定该输入信号506，电路500将输入信号506进行电平移动，产生输出信号508。这种输出信号508表现出的电压与输入信号506相比移动了一个预定的补偿电压510。可以注意到的是，可以以任意合理的方式理解该电路500能够实现本文中所提及的功能。一些被采用或者没有被采用的示例性的设计将在下文中参考后面的附图更详细地进行说明。
在运行中，电路500具有高的输入阻抗512。在本说明书的内容中，高输入阻抗指的是输入阻抗大于100M欧姆。当然，在其他的实施例中，高输入阻抗可以是在至少1G欧姆、10G欧姆，100G欧姆等量级上。
为了满足用户的需求，对于其中前述准则被实现或者未被实现的各种可选的结构和特征，这里将阐明更多的示例性的信息。例如，作为一种选择，放大器电路500不必然需要输入信号506的电源为电路500的任意输入级提供大的偏置电流(例如，室温或者室温以下少于1飞安培，等)。很明显，阐明这个和下面的信息是出于举例目的，不能将其以任何方式解释为对发明的限制。在排除或者不排除其他描述的特征的情况下，下列特征中任意一个可以选择性地包含在内。
图6为根据另一个实施例，示例性呈现的电平移动放大器电路600。如图所示，电路600可以采用一个N沟道MOSFET MN1。在一个示例性的结构中，MOSFET MN1可以通过使用隔离的P阱的CMOS工艺来制造。这个MOSFET MN1可以包括一个漏极耦合到提供预定电压(例如+5V等)的第一供应电压轨，和一个背栅极(例如体二极管，P阱等)作为能接收输入信号的输入端Vin。耦合在MOSFET MN1的顶栅极和源极之间的是电压源V1，用于提供栅极-源极偏置。同样，电流源I1耦合在MOSFET MN1的源极和地之间。
运行中，从MOSFET MN1的源极得到输出信号，电路600起到电压跟随器的作用。如图5中实施例的说明所体现的原理，输入信号范围可以从低于第二供应电压轨(例如地)若干电压，上升到第一供应电压轨范围内的若干电压。另外，上述的顶栅极-源级偏置驱动输入和输出信号之间的补偿。
另外，与电路600有关的输入偏置电流等于N沟道MOSFET MN1的P阱体的漏电流，输入阻抗高，尤其在低频时。通过使用顶栅极和背栅极，提供了另一个自由度允许在制造误差(production spread)内更精确地设定偏置电流。同时也潜在地消除了沟道的背栅极调制。
图7为根据本发明的其他另外的实施例，采用JFET的电平移动放大器电路。包括一个作为电压跟随器的第一N沟道JET J1。如图所示，第一N沟道JFET J1包括一个漏极耦合到提供预定电压(例如+5V等)的第一供应电压轨，一个顶栅极作为电路700的输入端，一个背栅极耦合接地，一个源极作为电路700的输出端。
JFET J1源极处的偏置电流由一对配对的NPN双极晶体管对产生，该晶体管对包括一个第一双极晶体管Q1和一个第二双级晶体管Q2。双极晶体管Q1，Q2共用一个公共基极和一个接地的发射极节点，因此，两者集电极电流相等。同时，第二双极晶体管Q2的集电极电流由一个伺服放大器A1驱动，以设置第二匹配N沟道JFET J2的源极为基准电压Vref(例如+2V等)。如图所示，这个第二JFET J2包括一个漏极耦合到第一供应电压轨，一个顶栅极和背栅极双双耦合接地。
由于第二JFET J2设计成与第一JFET J1匹配，JFET J1和J2的栅极-源极电压相等。因此，第一JFET J1源极的电压恰好为Vref，高于第一JFET J1的栅极电压(即输入端)。对于第一JFET J1的栅极的输入信号在低于地约Vref到低于第一供应电压轨约Vref范围上，保持该关系。
在运行中，可以无失真地处理的最大负值输入信号受第一双极晶体管Q1的集电极饱和的限制。另外，可以无失真地处理的最大正值输入信号受第一JFET J1的夹断电压的限制(也就是当第一JFET J1偏离饱和区的时候，等)。
图8A为根据本发明的其他另外的实施例，采用MOSFET的电平移动放大器电路800。如图所示，电路800包括一个信号放大器电路801，该电路包括一个第一N沟道MOSFET MN1和一个第二N沟道MOSFETMN2。出于那些如下所述的原因，流经第一N沟道MOSFET MN1的电流比流经第二N沟道MOSFET MN2的电流按比例增大(例如2倍)。当然，这种增大可以通过设置每个晶体管的合适的尺寸来控制(例如将晶体管制作成不同的尺寸大小，使得一个大于另一个，等)。
如图所示，第一N沟道MOSFET MN1包括一个漏极耦合到提供预定电压(例如+5V)的第一供应电压轨，一个背栅极作为输入端Vin能够接收输入信号，一个顶栅极同时耦合第二N沟道MOSFET MN2的顶栅极和漏极。这个第二N沟道MOSFET MN2还包括一个背栅极同时耦合到MOSFET MN1和MN2的源极，作为一个输出端Vout。出于那些如下所述的原因，第二N沟道MOSFET MN2的顶栅极-源极电压构成V1，信号放大器电路801作为一个电压跟随器运行。
另外还包括一个P沟道电流镜802，该电流镜包括一个第一P沟道MOSFET MP1，其源极耦合到第一供应电压轨，漏极耦合到第二N沟道MOSFET MN2的漏极，栅极耦合到第二和第三P沟道MOSFET MP11和MP12的栅极，后两者的源极分别耦合到第一供应电压轨。虽然图中未显示，P沟道电流镜晶体管的背栅极可以耦合到供应电压轨。在运行中，第二N沟道MOSFET MN2的偏置电流由P沟道电流镜802提供。
一个N沟道电流镜804也包括一个第一N沟道MOSFET MN3，后者的漏极耦合到输出端Vout，源极接地，栅极与第二和第三N沟道MOSFET MN13和MN23的栅极共同连接到一个节点，后两者的源极都接地。虽然图中没有显示，N沟道电流镜晶体管的背栅极可以接地。
在运行中，N沟道电流镜804的输入端是由P沟道电流镜802的第三个P沟道MOSFET MP12的漏极提供的。为此，N沟道电流镜804的输出端提供电流I1。另外，通过合理运用不同尺寸的N沟道电流镜晶体管，P沟道电流镜802的电流在N沟道电流镜804的输出端反射成2倍。
另外还有匹配的放大器电路806，包括一个第一N沟道MOSFETMN11和一个第二N沟道MOSFET MN12。第一N沟道MOSFET MN11包括一个漏极耦合到第一供应电压轨，一个背栅极接地，一个源极耦合到N沟道电流镜804中第二N沟道MOSFET MN13的漏极，一个顶栅极耦合到匹配放大器电路806中第二N沟道MOSFET MN12的顶栅极。第二N沟道MOSFET MN12包括一个漏极耦合到P沟道电流镜802中的P沟道MOSFET MP1，MP2和MP3的栅极，一个背栅极和源极各自耦合到匹配放大器电路806的第一N沟道MOSFET MN11的源极。
在该实施例中，匹配放大器电路806的N沟道MOSFET MN11和MN12分别与信号放大器电路801的N沟道MOSFET MN1和MN2匹配。因此，根据上述原因，N沟道MOSFET MN1和MN11的电流强度大于MOSFET MN2和MN12。
在运行过程中，匹配放大器电路806中的偏置电流由N沟道电流镜804提供。另外，由于N沟道电流镜804中适当电流的倍增，匹配放大器电路806中N沟道MOSFET MN11和MN12都被有效偏置。同时，P沟道电流镜802的输入端由匹配放大器电路806的第二N沟道MOSFEET MN12的漏极提供。
继续参考图8A，提供一个伺服放大器A1，在如图所示的方式中呈伺服环路结构。具体地，放大器A1的输出端耦合到匹配放大器电路806中N沟道MOSFET MN11和MN12的栅极。伺服放大器A1的反相输入端还以如图所示的方式耦合到N沟道MOSFET MN11和MN12的源极。另外，在伺服放大器A1的同相输入端设立补偿基准电压(例如+2V等)。
在运行中，电流I1和电压V1由一个包括伺服放大器A1的伺服环路同时设定。伺服环路用于驱动匹配放大器电路806的N沟道MOSFETMN11和MN12的栅极，电压为正，直到匹配放大器电路806的源极电压等于补偿基准电压(例如+2V)。由此设定匹配放大器电路806中第二N沟道MOSFET MN12的电流。这种电流由P沟道电流镜802反射。
如上所述，P沟道电流镜802中的这种电流在N沟道电流镜804的输出端反射成2倍。该运行同时设定匹配放大器电路806的第一N沟道MOSFET MN11的源极-背栅极电压为补偿基准电压(例如+2V等)，同时该晶体管的漏极电流等于匹配放大器电路806的第二N沟道MOSFET MN12的漏极电流。为此，电压V1变为匹配放大器电路806的第二N沟道MOSFET MN12的顶栅极-源极电压。另外，电流I1变为N沟道电流镜804的第二N沟道MOSFET MN13的电流的一半。因此，第一N沟道MOSFET MN1的源极-背栅极电压在电流镜的输出范围内保持等于补偿基准电压。
为了确保电路800在一个合适的状态下工作，可以包含一个电流源810，如图，用于提供一部分启动电流(例如0.1*11，等)。虽然这导致了额外的电流流经MOSFET MN1和MN11，但是并不会对电路800的运行造成不良影响，因为这些晶体管的工作状态是匹配的。
因此，第一和第二N沟道MOSFET MN1和MN2的源极的范围可以是从稍高于地到第一供应电压轨预定的大小内(例如1V或2V等)。另外，输入信号的范围可以是从稍低于地以下的补偿基准电压到第一电压供应轨预定的大小内(例如1V或2V减去补偿基准电压)。
表1为示例性的输出电压，假设补偿基准电压为+2V，MOSFETMN11的背栅极耦合接地。当然，这些电压仅仅出于举例的目的设置的，不能将其以任何方式解释为对发明的限制。
表1VinVout-2V0.2V
-1.5V+0.5V-1V +1V0V +2V可以注意到的是，当Vin为-2V时Vout为0.2V，而不是0V，因为MOSFET MN3在这种运行中漏极电压崩溃，所以不太能作为一个理想的电流源运作。如果在更高的电压下工作，将会有额外的限制。
图8B为根据本发明的其他另外的实施例，另一个采用MOSFET的电平移动放大器电路。跟上面提到的实施例相似，电路850包括一个放大器电路852，具有一对N沟道MOSFET MN1和MN2，还包括一个匹配放大器电路854，包括一对N沟道MOSFET MN11和MN12。如图，这种N沟道MOSFET MN1和MN2以及N沟道MOSFET MN11和MN12是匹配的。不像图8A中电路800那样，N沟道MOSFET MN2和MN12相对较弱。
该图还包括一个放大器A1，其负输入端连接到一个基准电压，正输入端耦合到匹配放大器电路854的N沟道MOSFET MN11和MN12的源极。另外，放大器A1的输出端耦合到另一个N沟道MOSFET MN3的栅极。这种N沟道MOSFET MN3包括一个耦合接地的源极，一个漏极耦合到放大器电路852中N沟道MOSFET MN1和MN2的源极。
一个匹配的N沟道MOSFET MN13同样具有一个栅极，耦合到放大器A1的输出端。该匹配的N沟道MOSFET MN13包括一个源极耦合接地，一个漏极耦合到匹配放大器电路854的N沟道MOSFET MN11和MN12的源极。一个串连的补偿电阻R和电容C耦合连接在放大器A1的输出端和匹配放大器电路854的N沟道MOSFET MN11和MN12的源极之间。
图9为根据本发明的其他另外的实施例，又一个采用MOSFET的电平移动放大器电路。作为一个选择，该电路900可以在图8A中电路800的情况下实现。当然，电路900可以在任何理想的环境中实现。需要注意的是，电路900中显示的相关的值仅仅出于举例的目的呈现的，不能将其以任何方式解释为对发明的限制。
与图8A中电路800相似，一个信号放大器电路901，一个P沟道电流镜902，一个N沟道电流镜904，和一个匹配放大器电路906与其他图中所示的器件一起提供。如图，P沟道电流镜902和N沟道电流镜904可以各自包括以图示的方式配置的晶体管对。在另一个选择中，可以提供伪电路(dummy circuit)(参见晶体管MNC03和MNB03)，用于允许使用测试探针TestPt。
如图，流经N沟道MOSFET MN00和MN01的偏置电流约为1μA。在运行中，带宽约为1MHz。在本具体实施例中，输入信号的范围从约-1.3V左右到地，电路900的线性范围从-1.8V左右到+1.3V左右。在一个实施例中，补偿可以少于5mV，线性度可以好于5mV。一些对线性度的改善可以在以在牺牲正信号范围的代价下通过级联一个目标晶体管(MN00)口匹配晶体管(MN10)实现。
通过以图中所示方法匹配相关设备，同时在相同偏置状态下工作，这些设备具有相同的相对电极电势。这为改善精确度提供了基础。在各种实施例中，匹配器件可以在共同的矩心上布局。可选地使用大的栅极区域，从而最小化对正常工艺几何图形变化的影响。
类似地，器件的偏置电流可以在输入信号的整个范围内匹配。这可能需要镜电路或者级联拓扑中的长沟道器件，使得电流源的输出阻抗最大化。对于如图9中电路900所示的器件尺寸，输入电压从约-1.6V到约+1.6V时可以获得好于5mV的匹配和好于5mV的增益线性。另外N沟道MOSFET MN00和MN01分别可以偏置到约1μA左右，电压跟随器具有足够的带宽可以准确跟随100KHz的信号。
图10为根据本发明的其他实施例，一种可以实现各种电平移动的电路1000。应该注意到，该电路1000示出了其中可以使用本发明公开的电平移动器电路的众多应用中的一种。因此，必须明确注意的是，电路1000仅仅是出于示例性目的而提出的，不能将其以任何方式解释为对发明的限制。
如图所示，电路1000包括一个全桥系统1002，该全桥系统的左右输出端L和R谐振驱动一个变压器T1。在运行中，L和R的电压水平导致耦合电容C1两端的大的脉冲。另外，根据对电容C1的尺寸、工作频率等的掌握，电压VL的负部分可以用于确定变压器T1的电流。
此外还提供一个电阻分压器，包括一对电阻R1，R2和一个连接到放大器A1的输入端，该放大器可以包括上述所提到的任一种。为了确保只有电压VL的负部分供应给放大器A1，提供一个钳位二极管D1。
为了测试故障状态等，有时候使用带夹导线1004把电容C1短路。由于带夹导线1004的长度，产生一个电感导致电压VL负尖峰。注意到尖峰1006。作为一个选择，电阻分压器(参见电阻R1，R2)表现出高阻抗使得分布寄生电容C2以如图所示的方式接入，用于过滤这种负尖峰1006。在另一个实施例中，出于功率效率目的，电阻R1和R2的尺寸可以增大，从而不再需要电容C2。
在这种设计中，放大器A1可以用于从电压VL的负部分提取信息。放大器A1的高的输入阻抗确保了输入信号可以通过电阻分压器观测到。另外，放大器A1的电平移动能力确保了输出信号在全桥结构系统1002的供电电压范围内。
虽然上面描述了各种实施例，但是必须理解这些实施例仅仅是出于举例的目的呈现的，而不是限制。例如，通过仅仅反转每一个晶体管的极性(例如交换NMOS和PMOS等)，本文中所讨论的各种实施例可以被实施为适合于大于正轨的输入信号。当然，可以采用任何集成电路有关的特征、技术等来实现本文所描述的各种实施例。因此，所选择的实施例的广度和范围不被任何一个上述描述的示例性实施例所限制，而是该范围应该由下列权利要求和权利要求等同的技术来确定。
权利要求
1.一种装置，包括一个电平移动放大器，用于对电压幅值大于放大器的供电电压的输入信号进行电平移动；其中电平移动放大器的输入阻抗大于100M欧姆。
2.根据权利要求1所述的装置，其中电平移动放大器包括一个电压跟随器电路。
3.根据权利要求2所述的装置，其中电压跟随器电路包括一个晶体管，该晶体管的源极作为电平移动放大器器的输出端，并且背栅极作为电平移动放大器器的输入端。
4.根据权利要求3所述的装置，其中电压跟随器电路包括另一个晶体管，该另一个晶体管的源极和背栅极连接到输出端。
5.根据权利要求1所述的装置，其中电压跟随器电路包括至少一个MOSFET。
6.根据权利要求5所述的装置，其中电压跟随器电路包括一个N沟道的MOSFET。
7.根据权利要求1所述的装置，其中电压跟随器电路包括至少一个JFET。
8.根据权利要求7所述的装置，其中电压跟随器电路包括一个N沟道JFET。
9.根据权利要求1所述的装置，其中电压跟随器电路包括一个第一晶体管和一个第二晶体管。
10.根据权利要求9所述的装置，其中第一晶体管与第二晶体管的大小不同。
11.根据权利要求2所述的装置，还包括一个匹配电路，该匹配电路包括与电压跟随器的多个晶体管匹配的多个晶体管。
12.根据权利要求11所述的装置，还包括一个运算放大器，该运算放大器包括一个输出端连接到匹配电路。
13.根据权利要求12所述的装置，所述运算放大器的第一输入端接收反馈信号。
14.根据权利要求13所述的装置，所述运算放大器的第二输入端接收基准补偿电压。
15.根据权利要求14所述的装置，其中电平移动放大器对输入信号进行电平移动的量为基准补偿电压的函数。
16.根据权利要求1所述的装置，还包括一个电流源。
17.根据权利要求16所述的装置，其中电流源包括至少一个电流镜。
18.根据权利要求17所述的装置，其中所述至少一个电流镜包括一对双极晶体管。
19.根据权利要求18所述的装置，其中双极晶体管包括NPN双极晶体管。
20.根据权利要求17所述的装置，其中所述至少一个电流镜包括一对电流镜。
21.根据权利要求20所述的装置，其中一对电流镜包括一个P沟道电流镜和一个N沟道电流镜。
22.根据权利要求17所述的装置，其中所述至少一个电流镜包括多个晶体管，其中第一晶体管与第二晶体管的尺寸不同。
23.根据权利要求1所述的装置，其中电平移动放大器的输入阻抗大于1G欧姆。
24.根据权利要求1所述的装置，其中电平移动放大器的输入阻抗大于10G欧姆。
25.根据权利要求1所述的装置，其中与输入信号相关的输入偏置电流小于1飞安培。
26.根据权利要求1所述的装置，其中电平移动放大器是一个全桥系统的组成部分。
27.一种方法，包括使用一个电平移动放大器接收一个输入信号，其中该输入信号的电压幅值大于放大器的供电电压；并且使用电平移动放大器对输入信号进行电平移动；其中电平移动放大器的输入阻抗大于100M欧姆。
28.根据权利要求27所述的方法，其中电平移动放大器包括一个电压跟随器电路。
29.根据权利要求28所述的方法，其中电压跟随器电路包括一个晶体管，该晶体管的源极作为电平移动放大器的输入端，背栅极作为电平移动放大器的输入端。
30.根据权利要求29所述的方法，其中电压跟随器电路包括另一个晶体管，该另一个晶体管的源极和背栅极连接到输出端。
31.根据权利要求28所述的方法，其中电压跟随器电路包括至少一个MOSFET。
32.根据权利要求31所述的方法，其中电压跟随器电路包括一个N沟道的MOSFET。
33.根据权利要求28所述的方法，其中电压跟随器电路包括至少一个JFET。
34.根据权利要求33所述的方法，其中电压跟随器电路包括一个N沟道JFET。
35.根据权利要求28所述的方法，其中电压跟随器电路包括一个第一晶体管和一个第二晶体管。
36.根据权利要求35所述的方法，其中第一晶体管与第二晶体管的大小不同。
37.根据权利要求28所述的方法，其中包括一个匹配电路，该匹配电路包括与电压跟随器的多个晶体管匹配的多个晶体管。
38.根据权利要求37所述的方法，其中包括一个运算放大器，该运算放大器的输出端连接到匹配电路。
39.根据权利要求38所述的方法，所述运算放大器的第一输入端接收反馈信号。
40.根据权利要求39所述的方法，所述运算放大器的第二输入端接收基准补偿电压。
41.根据权利要求40所述的方法，其中电平移动放大器对输入信号进行电平移动的量是基准补偿电压的函数。
42.根据权利要求27所述的方法，还包括一个电流源。
43.根据权利要求42所述的方法，其中电流源包括至少一个电流镜。
44.根据权利要求43所述的方法，其中所述至少一个电流镜包括一对双极晶体管。
45.根据权利要求44所述的方法，其中双极晶体管包括NPN双极晶体管。
46.根据权利要求43所述的方法，其中所述至少一个电流镜包括一对电流镜。
47.根据权利要求46所述的方法，其中一对电流镜包括一个P沟道电流镜和一个N沟道电流镜。
48.根据权利要求43所述的方法，其中所述至少一个电流镜包括多个晶体管，其中第一晶体管与第二晶体管的尺寸不同。
49.根据权利要求27所述的方法，其中电平移动放大器的输入阻抗大于1G欧姆。
50.根据权利要求27所述的方法，其中电平移动放大器的输入阻抗大于10G欧姆。
51.根据权利要求27所述的方法，其中与输入信号相关的输入偏置电流小于1飞安培。
52.根据权利要求27所述的方法，其中电平移动放大器是一个全桥系统的组成部分。
53.一种装置，包括一个电平移动放大器，用于对电压幅值大于放大器的供电电压的输入信号进行电平移动；其中电平移动放大器包括一个晶体管，该晶体管的背栅极作为电平移动器的输入端。
54.一个系统，包括一个集成电路；一个在集成电路上实施的电平移动放大器，用于对电压幅值大于放大器的供电电压的输入信号进行电平移动；其中电平移动放大器的输入阻抗大于100M欧姆。
全文摘要
一种电平移动放大器，用于对电压幅值大于放大器的供电电压的输入信号进行电平移动。在运行中，放大器的输入阻抗大于100M欧姆。
文档编号H03F3/50GK101090256SQ20071011032
公开日2007年12月19日 申请日期2007年6月13日 优先权日2006年6月13日
发明者詹姆斯·科普兰·莫耶 申请人:美国芯源系统股份有限公司