多频带多赫蒂放大器的制作方法

专利名称：多频带多赫蒂放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于发送机的高效率功率放大器，特别涉及多赫蒂(Doherty)放大器。
背景技术：
作为实现了发送放大器的高效率化的结构，已知将不同动作等级的两个放大电路并联地构成的多赫蒂放大器结构(例如，参照非专利文献1)。图10中表示以往的多赫蒂放大器的基本的结构。
如图10所示，以往的多赫蒂放大器100由以下部件构成分配器101，将输入信号分配为两个；载波放大器102，被输入分配器101的分配信号中的一个；1/4波长线路104，被输入分配器101的分配信号中的另一个；峰值放大器105，被输入1/4波长线路104的输出信号；1/4波长线路103，被输入载波放大器102的输出信号；合成器106，将1/4波长线路103的输出信号和峰值放大器105的输出信号合成。
其中，载波放大器102是例如AB级或B级的放大器，峰值放大器105是例如C级的放大器。另外，峰值放大器105被设定为，仅在载波放大器102的动作进入饱和区域时动作。因此，在输入信号的电流值非常小的情况下，多赫蒂放大器100仅通过载波放大器102放大输入信号。另一方面，在输入信号的电流值大到载波放大器102的动作成为饱和的程度时，多赫蒂放大器100通过载波放大器102和峰值放大器105放大各分配信号，并由合成器106合成各放大信号。
这样，在输入信号的电流值较小的情况下，多赫蒂放大器100中峰值放大器105不能动作，由此节省消耗功率。而且，在输入信号的电流值很大的情况下，载波放大器102和峰值放大器105都动作，通过将两个放大输出进行合成，进行饱和功率大的放大。由此，实现整体的高效率。
此外，多赫蒂放大器100在载波放大器102的输出端具有1/4波长线路103。通过该1/4波长线路103的功能，从载波放大器102的输出端看过去的负载阻抗随着峰值放大器105的接通/断开而变化。这样，可以进一步提高多赫蒂放大器100的效率。以下，简单说明其理由。
首先，为了说明的简单化，假设多赫蒂放大器100的1/4波长线路103为无损耗分布常数线路。一般地，在无损耗分布常数线路中，成立以下的关系。
VLIL=cosβLj·R0sinβL(j/R0)sinβLcosβLV0I0---(1)]]>另外，V0，I0分别是该无损耗分布常数线路的输入端上的电压值以及电流值。此外，VL，IL分别是该无损耗分布常数线路的输出端上的电压值以及电流值。β是依赖于频率的相位常数，L是线路长度。此外，j是虚数单位，R0是该无损耗分布常数线路的特性阻抗。
为了在1/4波长线路103的情况下，满足βL＝π/2，在1/4波长线路103中以下关系成立。
VLIL=0j·R0j/R00V0I0---(2)]]>此外，从1/4波长线路103和峰值放大器105的连接部分看过去的多赫蒂放大器100的输出端的阻抗为R0/2时，1/4波长线路103被设定为特性阻抗成为R0。
在多赫蒂放大器100的输入信号的电流值较小，峰值放大器105为断开(OFF)的情况下，峰值放大器105的输出阻抗理想是成为无限大。此时，从1/4波长线路103的输出端看过去的负载阻抗VL/IL为R0/2。因此，根据式(2)，R0/2＝VL/IL＝{j·R0·I0}/{(j·V0)/R0}＝R02·(I0/V0)(3)成立。对式(3)进行变形，则变为V0/I0＝2R0(4)。
这表示从1/4波长线路103的输入端，即从载波放大器102的输出端看过去的负载阻抗为2R0。
另一方面，在输入信号的电流值较大，峰值放大器105为接通(ON)的情况下，载波放大器102和峰值放大器105并排地动作，两个放大器的输出信号被合成。此时，1/4波长线路103的输出端的负载阻抗VL/IL成为R0，从峰值放大器105的输出端看过去的负载阻抗也成为R0。因此，根据式(2)，R0＝VL/IL＝{j·R0·I0}/{(j·V0)/R0}＝R02·(I0/V0)(5)成立。对式(5)进行变形，则变为V0/I0＝R0(6)。
这表示从1/4波长线路103的输入端，即从载波放大器102的输出端看过去的负载阻抗为R0。
这样，在峰值放大器105为断开的情况下，从载波放大器102的输出端看过去的负载阻抗成为2R0；在峰值放大器105为接通的情况下，从载波放大器102的输出端看过去的负载阻抗成为R0。
其中，在从输出端看过去的负载阻抗为2R0时，载波放大器102被设计为饱和功率小但效率高。其结果，在输入信号的电流值较小，并峰值放大器105为断开的情况下，可实现多赫蒂放大器100的高效率的放大动作。
另一方面，载波放大器102以及峰值放大器105都被设计为，在从输出端看过去的负载阻抗为R0时，饱和功率成为最大。其结果，在峰值放大器105为接通时，多赫蒂放大器100可进行饱和功率较大的放大动作，可进行线性的放大动作。另外，其中，载波放大器102正在进行饱和放大动作，所以被输入到峰值放大器105的电流量相应地减少，因此，可进一步减少峰值放大器105被饱和的情况。
W.H.Doherty，”A new high efficiency power amplifier formodulated waves”，Proc.IRE，Vol.24，No.9，pp.1163-1182，Sept.1936.
这样，以往的多赫蒂放大器100的特征在于，峰值放大器105的接通/断开动作、和使用了根据1/4波长线路103的阻抗变换电路的高效率放大动作。其中，如式(1)所示，1/4波长线路103的输入端的阻抗V0/I0、和输出端的阻抗VL/IL之间的关系依赖于传送信号的频率(因为相位常数β依赖于频率)。在以往的多赫蒂放大器100中，1/4波长线路103被设计为在一个频率(例如，需放大的信号的频带的中心频率)上1/4波长线路103进行期望的阻抗变换。因此，对于该频带之外的频率的信号，1/4波长线路103不进行期望的阻抗变换。此时，载波放大器102的输出和峰值放大器105的输出的合成不为最佳，多赫蒂放大器100的动作不充分。
图11是表示被设计为，在设计频率2GHz上进行期望的阻抗变换的1/4波长线路103的载波放大器102侧(Port1)的输入阻抗(表现为振幅(mag)和相位(Phase))的图形。如图11所示，被这样设计的1/4波长线路103的输入阻抗在设计频率2GHz时为设计值100Ohm，但是除此之外的频率上不为设计值100Ohm。
这样，在以往的多赫蒂放大器100中，根据1/4波长线路103的设计频率而决定作为多赫蒂放大器100动作的频带。因此，在以往的多赫蒂放大器100中，对于将设计频率以外的频率(除了在式(1)中的βL为π/2的偶数倍的情况)作为中心频率的频带，不能进行充分的动作。

发明内容
本发明鉴于这样的课题而完成，其目的在于提供一种可对于多个频带得到充分的动作性能的多频带多赫蒂放大器。
本发明的多频带多赫蒂放大器包括分配器，将输入信号分配为两个；载波放大器，连接到所述分配器的一个输出端，放大被分配的一个信号；延迟器，连接到所述分配器的另一个输出端，使被分配的另一个信号延迟；峰值放大器，连接到所述延迟器的输出端，放大其输出信号；阻抗变换器，连接到所述载波放大器的输出端，进行阻抗变换；以及合成器，连接到所述峰值放大器的输出端和所述阻抗变换器的输出端，合成它们的输出信号，所述延迟器的电长度与所述阻抗变换器的电长度相同，所述阻抗变换器被形成为具有N(N≥2)种的阻抗变换用传送线路的级联连接，对于该N种频率，进行相同的阻抗变换。
另外，“延迟器的电长度与阻抗变换器的电长度相同”不仅包括延迟器的电长度与阻抗变换器的电长度完全相同的情况，也包括它们作为多频带多赫蒂放大器而近似于可得到期望的性能的程度的情况。此外，“对于N种频率，进行相同的阻抗变换”不仅包括对于N种频率，进行变换为相同的阻抗的情况，也包括在作为多频带多赫蒂放大器可得到期望的性能的程度上，对于N种频率，进行变换为大致相同的阻抗的情况。而阻抗变换器“对于N种频率，进行相同的阻抗变换”是表示，对于该N种频率分别成立以下的关系，即在阻抗变换器的一端的阻抗为α时，该阻抗变换器的另一端的阻抗为β的关系。这些也适用于实施方式的详细的说明以及权利要求范围。
其中，这样的阻抗变换器对于N(N≥2)种频率，使从载波放大器的输出端看过去的负载阻抗为相同值。由此，可使载波放大器对于该N种频率，最佳地动作，其结果，可实现对于多个频率可进行充分的动作的多赫蒂放大器。此外，通过将电长度与阻抗变换器相同的延迟器和阻抗变换器并联连接，从而可校正阻抗变换器的信号的延迟。
此外，在本发明中，延迟器也可以是与阻抗变换器不同结构的延迟线路。延迟器仅使峰值放大器侧的信号的相位延迟与阻抗变换器的相位延迟相同就足够。因此，无需使用与上述的阻抗变换器相同结构的延迟器，可在宽范围内进行设计。
此外，在本发明中，优选是，合成器具有在被连接峰值放大器的输出端和阻抗变换器的输出端的连接部分，使N种阻抗变换用传送线路级联连接的结构。而且，使该N种阻抗变换用传送线路级联连接的结构，对于N种频率，进行相同的阻抗变换。
通过使用这样的合成器，可对于上述的N种频率，使从该连接部分看过去的负载阻抗为相同值。由此，可对于该N种频率，使载波放大器更加适当地动作，其结果，可实现对于多个频率进行充分的动作的多赫蒂放大器。
此外，在本发明中，优选地，在峰值放大器为接通的情况下，合成器具有的、使N种阻抗变换用传送线路级联连接的结构，对于N种频率，使从连接部分看过去的负载阻抗匹配于从该连接部分看过去的输出阻抗。
由此，可提高在对于多频带多赫蒂放大器较重要的峰值放大器为接通时的动作效率。


图1是例示本发明的多频带多赫蒂放大器的结构的方框图。
图2A是例示图1所示的多频带多赫蒂放大器所具备的多频带用阻抗变换器的结构的概念图。
图2B是表示在N＝2时的多频带用阻抗变换器的结构例子的图。
图3A是表示在N＝2时的多频带用合成器的结构例子的图。
图3B是表示在图3A的多频带用合成器的连接结构的图。
图4是表示单频带用阻抗变换器、和在图2B的多频带用阻抗变换器的S22特性(反射特性)的计算仿真结果的曲线图。
图5是例示单频带用阻抗变换器、和在图2B的多频带用阻抗变换器的Port1侧阻抗的频率特性的曲线图。
图6A是表示在输入信号的仿真频率为1GHz时的本发明的多频带多赫蒂放大器、和设计频率为1GHz的以往的多赫蒂放大器、以及设计频率为2GHz的以往的多赫蒂放大器的输入输出特性的曲线图。
图6B是表示在输入信号的仿真频率为2GHz时的本发明的多频带多赫蒂放大器、和设计频率为1GHz的以往的多赫蒂放大器、以及设计频率为2GHz的以往的多赫蒂放大器的输入输出特性的曲线图。
图7A是表示在输入信号的仿真频率为1GHz时的本发明的多频带多赫蒂放大器10、和设计频率为1GHz的以往的多赫蒂放大器、以及设计频率为2GHz的以往的多赫蒂放大器的漏极(drain)效率特性的曲线图。
图7B是表示在输入信号的仿真频率为2GHz时的本发明的多频带多赫蒂放大器10、和设计频率为1GHz的以往的多赫蒂放大器、以及设计频率为2GHz的以往的多赫蒂放大器的漏效率特性的曲线图。
图8A是表示在输入信号的仿真频率为1GHz和2GHz时的研究结构1(研究结构1；1GHz)、和以往结构(以往结构；1GHz)的输入输出特性的曲线图。
图8B是表示在输入信号的仿真频率为1GHz和2GHz时的研究结构1(研究结构1；2GHz)、和以往结构(以往结构；2GHz)的漏效率特性的曲线图。
图9A是表示在输入信号的仿真频率为1GHz和2GHz时的研究结构2(研究结构2；1GHz)、和以往结构(以往结构；1GHz)的输入输出特性的曲线图。
图9B是表示在输入信号的仿真频率为1GHz和2GHz时的研究结构2(研究结构2；2GHz)、和以往结构(以往结构；2GHz)的漏效率(drain efficiency)特性的曲线图。
图10是表示以往的多赫蒂放大器的基本结构的图。
图11是表示被设计为在设计频率2GHz进行期望的阻抗变换的1/4波长线路的载波放大器侧的输入阻抗的曲线图。
具体实施例方式
以下，参照附图来说明本发明的实施方式。
图1是例示了本发明的多频带多赫蒂放大器10的结构的方框图。
图1中例示的多频带多赫蒂放大器10的实施方式是，它包括分配器11，将输入信号分配为两个；载波放大器12，连接到分配器11的一个输出端，放大分配器11所分配的一个信号；延迟器即延迟线路14，连接到分配器11的另一个输出端，使被分配的另一个信号延迟；峰值放大器15，连接到延迟线路14的输出端，放大它的输出信号；多频带用阻抗变换器13，连接到载波放大器12的输出端，进行阻抗变换；以及多频带用合成器16，连接到峰值放大器15的输出端和多频带阻抗变换器13的输出端，合成峰值放大器15的输出信号和多频带阻抗变换器13的输出信号。
<分配器11>
分配器11是例如，由威尔金森(wilkinson)功率分配器或定向耦合器等构成，该威尔金森功率分配器可以在N个(N≥2)的各频带均匀地分配功率。具体地说，若各频带的各中心频率比为2以下，则例如可由分路(branch)型定向耦合器或耦合型定向耦合器或被设计为最佳的威尔金森功率分配器来构成分配器11。此外，若各频带的各中心频率比为2以上，则可由多级(multisection)耦合型定向耦合器或多级威尔金森功率分配器来构成分配器11。考虑到多频带多赫蒂放大器10的放大特性，优选是，分配器11为尽量均匀地等分功率的结构。但是，尽管分配器11不能完全均匀地等分功率，但也可以通过调整载波放大器12或峰值放大器15的增益，从而可校正分配器11的分配误差。此时，分配器11的设计的自由度提高，可简单地使分配器11具体化。
<多频带用阻抗变换器13>
图2A是例示图1所示的多频带多赫蒂放大器10所具备的多频带用阻抗变换器13的结构的概念图。
如图2A所示，多频带用阻抗变换器13是级联连接了N种(N≥2)阻抗变换用传送线路13a-1～13a-N的结构。该多频带用阻抗变换器13对该N种频率进行相同的阻抗变换。另外，“相同的阻抗变换”的含义如上所述。
这样的多频带用阻抗变换器13的结构公开在例如，以下的参考文献1中。
参考文献1Cesar Monzon，”A small dual-frequency transformer in twosection”，IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，Vol.51，No.4，pp，1157-1161，Apr.2003图2B是表示在N＝2时的多频带用阻抗变换器13的结构例子的图。
如图2B例示的多频带用阻抗变换器13是，从Port1侧开始级联连接了相互不同线宽度的两种阻抗变换用传送线路13a-1、13a-2的结构。这里例示的多频带用阻抗变换器13是在介电常数为2.2的绝缘衬底上所形成的微带线(micro strip line)。在这个例子的情况下，阻抗变换用传送线路13a-1是特性阻抗为79Ohm的线路，阻抗变换用传送线路13a-2是特性阻抗为63.6Ohm的线路，各个阻抗变换用传送线路13a-1、13a-2的长度方向的长度分别为50mm。这样构成的多频带用阻抗变换器13对1GHz和2GHz的两种频率，进行相同的阻抗变换。即，在Port1的阻抗为100Ohm时Port2侧的阻抗为50Ohm的关系在信号的频率为1GHz的情况和2GHz的情况下都成立。
另外，在图2B的例子的多频带用阻抗变换器13是在绝缘衬底上所形成的微带线，但是，多频带用阻抗变换器13的结构并不限定于此。即，多频带用阻抗变换器13可以由带状传输线(strip line)或平面波导(coplanar waveguide)等构成，也可以是在分配器11中插入阻抗变换器13的结构。
图4是表示在以往的多赫蒂放大器中所使用的、非多频带用的阻抗变换器(以下，称为单频带用阻抗变换器)和在图2B的例子的多频带用阻抗变换器13的S22特性(反射特性)的计算仿真结果的曲线图，曲线41表示单频带用阻抗变换器的特性，曲线42表示多频带用阻抗变换器的特性。另外，在频率为2GHz时，本例子的单频带用阻抗变换器是，在Port1侧的阻抗为100Ohm时Port2侧的阻抗成为50Ohm的1/4波长线路。
如图4的例子所示，在信号的频率为2GHz时，单频带用阻抗变换器和图2B的例子的多频带用阻抗变换器13的S22特性都在-40dB以下。这表示在信号的频率为2GHz时，无论哪种阻抗变换器都被良好地阻抗匹配。
相对于此，在信号的频率为1GHz时，单频带用阻抗变换器中的S22特性41为-13dB左右，图2B的例子的多频带用阻抗变换器13中的S22特性42为-45dB左右。这表示在信号的频率为1GHz时，图2B的例子的多频带用阻抗变换器13中被良好地阻抗匹配，但在以往的阻抗变换器中不能被很好地阻抗匹配。
图5是例示单频带用阻抗变换器、和在图2B的例子的多频带用阻抗变换器13的Port1侧的阻抗(振幅和相位)的频率特性的曲线图。曲线51、52表示单频带用阻抗变换器的阻抗的绝对值特性和相位特性，曲线53、54表示多频带用阻抗变换器的阻抗的绝对值特性和相位特性。
另外，该曲线图表示各阻抗变换器的Port2侧的阻抗为50Ohm的情况时的数据。
如图5的例子所示，在信号的频率为2GHz时，单频带用阻抗变换器和图2B的例子的多频带用阻抗变换器13的Port1侧的阻抗都为100Ohm大小、偏角0deg。
另一方面，在信号的频率为1GHz时，单频带用阻抗变换器的Port1侧的阻抗为50Ohm大小、偏角35deg。这样，在单频带用阻抗变换器中，Port1侧的阻抗相对于Port2侧的规定的阻抗，随着频率而变化。这表示，在以往的通过1/4波长线路的阻抗变换器中，不能在多个频率中(本例中是1GHz和2GHz)进行阻抗匹配。
相对于此，图2B的例子的多频带用阻抗变换器13中，在信号的频率为1GHz时Port1侧的阻抗也为100Ohm大小、偏角0deg。这表示在图2B的例子的多频带用阻抗变换器13中，能够在多个频率中(本例中是1GHz和2GHz)进行阻抗匹配。
此外，在使用这样的多频带用阻抗变换器13的情况下，对于多个频率(本例中是1GHz和2GHz)，从载波放大器12的输出侧看过去的负载阻抗大致成为相同的复数值。因此，若将载波放大器12设定，以使载波放大器12对其负载阻抗高效率地动作，则可以进行这些多个频率中的高效率放大。
<延迟线路14>
延迟线路14被构成为与多频带用阻抗变换器13的电长度相同。因此，使峰值放大器15侧的信号的相位仅延迟多频带用阻抗变换器13的电长度，从而可以使载波放大器12侧的信号和峰值放大器15侧的信号的相位一致。另外，这里的“相同”的含义如上所述。此外，在延迟线路14中，也可以使用与多频带用阻抗变换器13相同结构的线路，但没有必要一定如此，若是具有与多频带用阻抗变换器13大致相同的电长度的线路时，则也可使用例如特性阻抗50Ohm的线路等任何线路。峰值放大器15的输入端侧的阻抗的不匹配是因为，峰值放大器15的内部匹配电路不会对多频带多赫蒂放大器10的动作产生较大的影响(在后面叙述表示这个的数据)。
<载波放大器12>
载波放大器12是将上述N个频率分别作为中心频率的N个频带中可得到增益的放大器。载波放大器12的偏置电压一般被设定为AB级或B级。在载波放大器12中使用的微波半导体中，使用至少在上述N个频带中具有充分的小信号增益的器件。例如，在以1GHz和2GHz分别作为中心频率的两个频带中进行放大的情况下(N＝2)，可使用能放大至C频带的GaAs MESFET等。
此外，载波放大器12的输入匹配电路和输出匹配电路的结构被决定为，能够在上述的N个频带中得到需要的增益。因此，载波放大器12能够在上述的N个频带中得到需要的增益。另外，即使在各频带中存在增益差，但是若在各个增益差为可得到作为多频带多赫蒂放大器10所要求的特性的范围内时，则没有什么问题。
<峰值放大器15>
峰值放大器15是在上述的N个频带中可得到增益的放大器。峰值放大器15的偏置电压一般被设定得比载波放大器12的偏置电压更深(例如，偏置为C级)。在峰值放大器15中使用的微波半导体以载波放大器12相同的基准被选择。
此外，峰值放大器15的输入匹配电路和输出匹配电路的结构被决定为，可在上述的N个频带中得到需要的增益。因此，峰值放大器15能够在上述的N个频带中得到需要的增益。另外，即使在各频带中存在增益差，但是在各个增益差为可得到作为多频带多赫蒂放大器10所要求的特性的范围内时，不会特别成为问题。
<多频带用合成器16>
多频带用合成器16构成为，连接到多频带用阻抗变换器13的输出端和峰值放大器15的输出端，在其连接部分级联连接了N种阻抗变换用传送线路。而且，将该N种阻抗变换用传送线路级联连接的结构对于上述N种频率，进行相同的阻抗变换。这样的详细结构公开在例如上述的参考文献1中。
通过该多频带用合成器16，可对于上述的N种频率，使从上述的连接部分看过去的载波放大器12以及峰值放大器15侧的输出阻抗匹配于从该连接部分看过去的负载阻抗。另外，在峰值放大器15为断开时(峰值放大器15的输出阻抗理想为无限大)和接通时，从上述的连接部分看过去的载波放大器12以及峰值放大器15侧的输出阻抗不同。因此，通过级联连接了N种阻抗变换用传送线路的结构，在峰值放大器15为断开时和接通时的两个情况下，不能进行充分的阻抗匹配。本发明的多频带用合成器16构成为，在峰值放大器15为接通时，对于上述的N种频率，使从上述连接部分看过去的负载阻抗匹配于从该连接部分看过去的载波放大器12以及峰值放大器15侧的输出阻抗。这是因为，对于多频带多赫蒂放大器10来说，与峰值放大器为断开时的动作性能相比，峰值放大器为接通时的动作性能更为重要。
图3A是表示在N＝2时的多频带用合成器16的结构例子的图。
图3A中例示的多频带用合成器16是从Port1侧级联连接了相互不同线宽度的两种阻抗变换用传送线路16a-1、16a-2的结构。这里例示的多频带用合成器16是在介电常数为2.2的绝缘衬底上所形成的微带线。在本例的情况下，阻抗变换用传送线路16a-1是特性阻抗为31.46Ohm的线路，阻抗变换用传送线路16a-2是特性阻抗为39.78Ohm的线路，阻抗变换用传送线路16a-1、16a-2的长度方向的长度分别为50mm。这样构成的多频带用合成器16对于1GHz和2GHz的两种频率，进行相同的阻抗变换。即，在信号的频率为1GHz的情况和2GHz的情况下，Port2侧的阻抗为50Ohm时Port1侧的阻抗为25Ohm的关系成立。
另外，图3A的多频带用合成器16是在绝缘衬底上所形成的微带线，但是，多频带用合成器16的结构并不限定于此。即，多频带用合成器16可以由带状传输线或平面波导等构成。
图3B是表示图3A的例子的多频带用合成器16的连接结构的图。
如图3B所示，图3A的例子的多频带用合成器16的Port1侧的一端连接到多频带用阻抗变换器13的输出端和峰值放大器15的输出端的连接部分，另一端连接到多频带多赫蒂放大器10的外部负载(50Ohm，未图示)。因此，图3A的例子的多频带用合成器16对于1GHz和2GHz的两种频率，将从上述的连接部分看过去的输入阻抗变换为25Ohm，并与峰值放大器15为接通时的、从上述连接部分看过去的输入阻抗匹配。
以下，表示本发明的多频带多赫蒂放大器10和以往的多赫蒂放大器的计算机仿真结果。另外，以下的仿真结果是N＝2时的结果，多频带用阻抗变换器13使用在图2B中例示的变换器，多频带用合成器16使用在图3A中例示的合成器。此外，在这里，本发明的多频带多赫蒂放大器10和以往的多赫蒂放大器中的载波放大器和峰值放大器都使用C频带用GaAs MESFET。此外，输入信号设为CW1波(载波)。
图6A是表示在输入信号的仿真频率为1GHz时的本发明的多频带多赫蒂放大器10的输入输出特性61A、设计频率为1GHz的以往的多赫蒂放大器的输入输出特性62A、和设计频率为2GHz的以往的多赫蒂放大器的输入输出特性63A的曲线图。图6A中的横轴表示对应于各自的输入功率，纵轴表示输出功率。
如图6A所示，在输入信号的仿真频率为1GHz时的本发明的多频带多赫蒂放大器10的输入输出特性61A、和以往的多赫蒂放大器的输入输出特性62A、63A大致相同，饱和输出为32dBm、增益为10dB左右。
此外，图6B是表示在输入信号的仿真频率为2GHz时的本发明的多频带多赫蒂放大器10的输入输出特性61B、设计频率为1GHz的以往的多赫蒂放大器的输入输出特性62B、和设计频率为2GHz的以往的多赫蒂放大器的输入输出特性63B的曲线图。图6B中的横轴表示对应于各自的输入功率，纵轴表示输出功率。
如图6B所示，在输入信号的仿真频率为2GHz时的本发明的多频带多赫蒂放大器10的输入输出特性61B、和以往的多赫蒂放大器的输入输出特性62B、63B大致相同。
图7A是表示在输入信号的仿真频率为1GHz时的本发明的多频带多赫蒂放大器10的漏效率特性71A、设计频率为1GHz的以往的多赫蒂放大器的漏效率特性72A、和设计频率为2GHz的以往的多赫蒂放大器的漏效率特性73A的曲线图。图7A中的横轴表示各自的输入功率，纵轴表示对应于它们的漏效率。
如图7A所示，在输入信号的仿真频率为1GHz时，设计频率为1GHz的以往的多赫蒂放大器的最大漏效率为60％左右，设计频率为2GHz的以往的多赫蒂放大器的最大漏效率为50％左右。相对于此，本发明的多频带多赫蒂放大器10的最大漏效率为67.1％，非常高。
图7B是表示在输入信号的仿真频率为2GHz时的本发明的多频带多赫蒂放大器10的漏效率特性71B、和设计频率为1GHz的以往的多赫蒂放大器的漏效率特性72B、和设计频率为2GHz的以往的多赫蒂放大器的漏效率特性73B的曲线图。图7B中的横轴表示各自的输入功率，纵轴表示对应于它们的漏效率。
如图7B所示，在输入信号的仿真频率为2GHz时，设计频率为1GHz的以往的多赫蒂放大器的最大漏效率为40％左右，设计频率为2GHz的以往的多赫蒂放大器的最大漏效率为66％左右。相对于此，本发明的多频带多赫蒂放大器10的最大漏效率为62.4％。
由图7A、图7B可知，以往的多赫蒂放大器在输入信号的仿真频率和设计频率一致的情况下，呈现60％以上的高的最大漏效率，但是在输入信号的仿真频率和设计频率不同的情况下，不能得到多赫蒂放大器特有的较高的最大漏效率。相对于此，本发明的多频带多赫蒂放大器10在输入信号的仿真频率为1GHz的情况和2GHz的情况下，都能得到62％以上的较高的漏效率。因此，可以说本发明的多频带多赫蒂放大器10的结构比以往的多赫蒂放大器有效。
根据上述图6A、6B以及图7A、7B的计算机仿真的结果，可得到如下结论。
从图6A、6B可知，本发明的多频带多赫蒂放大器10，无论设计频率为1GHz的以往的多赫蒂放大器以及设计频率为2GHz的以往的多赫蒂放大器，都能得到充分的增益。这是因为，在上述的计算机仿真中，本发明的多频带多赫蒂放大器10以及以往的多赫蒂放大器都以使用C频带用GaAs MESFET作为载波放大器和峰值放大器为前提，可在研究的1GHz及2GHz中得到充分的小信号增益。
但是，如图7A、7B所示，以往的多赫蒂放大器在输入信号的仿真频率和设计频率不同的情况下，得不到多赫蒂放大器所特有的较高的最大漏效率。这是因为，在以往的多赫蒂放大器中，在输入信号的仿真频率和设计频率不同的情况下，不能将载波放大器输出信号和峰值放大器输出信号进行同相合成。相对于此，在本发明的多频带多赫蒂放大器10的情况下，可在研究的1GHz和2GHz中得到充分的最大漏效率。
此外，在这里例示的多频带多赫蒂放大器10的延迟线路14只是50Ohm的线路，不是像多频带用阻抗变换器13那样，在多个频率(在本例中为1GHz和2GHz)具有大致相同的阻抗变换特性。尽管如此，这里例示的多频带多赫蒂放大器10在研究的1GHz和2GHz中得到充分的最大漏效率。由此，可知道，信号的频率不同而引起的峰值放大器15的输入端上的阻抗的不匹配对多频带多赫蒂放大器10的动作效率基本上不产生影响。即，无需一定要代替延迟线路14而使用与多频带用阻抗变换器13相同结构的延迟器。
接着，表示使用了1/4波长线路(设计频率为1GHz)来代替本发明的多频带多赫蒂放大器10的多频带用合成器16的结构(研究结构)的计算机仿真结果。另外，以下的仿真结果是N＝2时的结果，多频带用阻抗变换器13使用了图2B中例示的变换器。此外，在这里作为比较对象的以往的多赫蒂放大器是载波放大器侧的阻抗变换器是1/4波长线路(设计频率为1GHz)，峰值放大器的输入侧连接1/4波长线路，并使用了具有1/4波长线路(设计频率为1GHz)的合成器。而且，在这里，本发明的多频带多赫蒂放大器10以及以往的多赫蒂放大器中的载波放大器和峰值放大器都使用C频带用GaAsMESFET。此外，输入信号为CW1波。
首先，表示使用了1/4波长线路(设计频率为1GHz)来代替本发明的多频带多赫蒂放大器10的多频带用合成器16，延迟线路14使用了与图2B的多频带用阻抗变换器13相同结构的延迟线路结构的结构(研究结构1)的计算机仿真结果。
图8A是表示在输入信号的仿真频率为1GHz时的研究结构1(研究结构1；1GHz)的输入输出特性81A、以往结构(以往结构；1GHz)的输入输出特性82A、在输入信号的仿真频率为2GHz时的研究结构1(研究结构1；2GHz)的输入输出特性83A、和以往结构(以往结构；2GHz)的输入输出特性84A的曲线图。图8A中的横轴表示对应于各自的输入功率，纵轴表示输出功率。图8B是表示在输入信号的仿真频率为1GHz时的研究结构1(研究结构1；1GHz)的漏效率特性81B、以往结构(以往结构；1GHz)的漏效率特性82B、在输入信号的仿真频率为2GHz时的研究结构1(研究结构1；2GHz)的漏效率特性83B、和以往结构(以往结构；2GHz)的漏效率特性84B的曲线图。图8B中的横轴表示对应于各自的输入功率，纵轴表示漏效率。
如图8A、8B所示，在输入信号的仿真频率为1GHz的情况下，研究结构1与以往结构相比，对于输入功率10dBm的输出功率为2dB、漏效率恶化10％。此外，在输入信号的仿真频率为2GHz的情况下，研究结构1与以往结构的输出功率特性大致相同，但是研究结构1与以往结构相比，在饱和点的漏效率改善10％左右。但是，哪种结构都不能在1GHz和2GHz中达到高效率放大。
接着，表示使用了1/4波长线路(设计频率为1GHz)来代替本发明的多频带多赫蒂放大器10的多频带用合成器16，延迟线路14使用了50Ohm的延迟线路的结构(研究结构2)，即用1/4波长线路构成仿真结果2中的延迟线路14来代替用多频带用阻抗变换器构成的情况的计算机仿真结果。
图9A是表示在输入信号的仿真频率为1GHz时的研究结构2(研究结构2；1GHz)的输入输出特性91A、和以往结构(以往结构；1GHz)的输入输出特性92A、和在输入信号的仿真频率为2GHz时的研究结构2(研究结构2；2GHz)的输入输出特性93A、和以往结构(以往结构；2GHz)的输入输出特性94A的曲线图。图9A中的横轴表示对应于各自的输入功率，纵轴表示输出功率。此外，图9B是表示在输入信号的仿真频率为1GHz时的研究结构2(研究结构2；1GHz)的漏效率特性91B、以往结构(以往结构2；1GHz)的漏效率特性92B、在输入信号的仿真频率为2GHz时的研究结构2(研究结构2；2GHz)的漏效率特性93B、和以往结构(以往结构；2GHz)的漏效率特性94B的曲线图。图9B中的横轴表示对应于各自的输入功率，纵轴表示漏效率。
如图9A、9B所示，在输入信号的仿真频率为1GHz的情况下，研究结构2与以往结构相比，输入输出功率效率和漏效率稍有恶化。另一方面，在输入信号的仿真频率为2GHz的情况下，它们大致相同，而无论哪种结构都不能在1GHz和2GHz中达到高效率的放大。
通过上述图8A、8B以及图9A、9B的计算机仿真结果，可得到以下结论。
作为多频带多赫蒂放大器10的合成器在采用了级联连接了N种阻抗变换用传送线路的多频带用合成器16的情况下，与合成器中只使用1/4波长线路的情况相比，多个频率(在本例中为1GHz和2GHz)中的高效率放大性能被提高。
此外，若对输入输出特性和效率特性综合判断，则在使用与多频带用阻抗变换器13相同的结构作为峰值放大器的输入侧的延迟器的情况、和只使用延迟线路(例如，50Ohm的线路)的情况之间没有较大的性能之差。
另外，本发明并不限定于上述的实施方式。例如，在上述实施方式中，表示了N＝2、设计频率为1GHz、2GHz时的多频带多赫蒂放大器的仿真结果，但本发明并不限定于此。即，N也可以是3以上的自然数，多频带多赫蒂放大器的设计频率也可以包含或不包含1GHz、2GHz。除此之外，在不脱离本发明的意旨的范围内，可适当进行变更。
作为本发明的多频带多赫蒂放大器的工业上的利用领域，例为可以例示在多个频带中，对信号振幅的平均值和最大值大不相同的信号进行放大的通信系统。如上所述，本发明的多频带多赫蒂放大器可对于多个频带，高效率地进行信号放大。因此，若将本发明的多频带多赫蒂放大器作为这样的系统的发送放大器来使用，可实现发送放大器的低消耗功率化。此外，通过发送放大器的低消耗功率化，也可以实现发送机的小型化、轻型化。另外，本发明的多频带多赫蒂放大器的利用领域并不限定于这样的通信系统。
权利要求
1.一种多频带多赫蒂放大器，它包括分配器，将输入信号分配为两个；载波放大器，其连接到所述分配器的一个输出端，放大被分配的一个信号；延迟器，其连接到所述分配器的另一个输出端，使被分配的另一个信号延迟；峰值放大器，其连接到所述延迟器的输出端，放大所述延迟器的输出信号；阻抗变换器，其连接到所述载波放大器的输出端，进行阻抗变换；以及合成器，其连接到所述峰值放大器的输出端和所述阻抗变换器的输出端，合成它们的输出信号，所述延迟器的电长度与所述阻抗变换器的电长度相同，所述阻抗变换器具有N种的阻抗变换用传送线路的级联连接，并对于N种频率，进行相同的阻抗变换，其中N为2以上的整数。
2.如权利要求1所述的多频带多赫蒂放大器中，所述延迟器是与所述阻抗变换器不同结构的延迟线路。
3.如权利要求1或2所述的多频带多赫蒂放大器中，所述合成器在所述峰值放大器的输出端和所述阻抗变换器的输出端被连接的连接部分具有N种阻抗变换用传送线路的第2级联连接，并对于所述N种频率，进行相同的阻抗变换。
4.如权利要求3所述的多频带多赫蒂放大器中，在所述峰值放大器为放大动作状态时，所述合成器的第2级联连接对于所述N种频率，使从所述连接部分看过去的负载阻抗匹配于从该连接部分看过去的输出阻抗。
全文摘要
本发明的多频带多赫蒂放大器包括分配器，将输入信号分配为两个；载波放大器，对分配器所分配的一个信号进行放大；延迟器，使被分配的另一个信号延迟；峰值放大器，对延迟器的输出信号进行放大；阻抗变换器，进行阻抗变换；以及合成器，将峰值放大器的输出信号和阻抗变换器的输出信号合成，延迟器的电长度与阻抗变换器的电长度大致相同，阻抗变换器具有级联连接了N(N≥2)种阻抗变换用传送线路的结构，并对于N种频率，进行大致相同的阻抗变换。
文档编号H03F1/07GK101093978SQ200710112208
公开日2007年12月26日 申请日期2007年6月21日 优先权日2006年6月23日
发明者铃木恭宜, 楢桥祥一 申请人:株式会社Ntt都科摩