可调增益放大器的制作方法

专利名称：可调增益放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及可调增益放大器，尤其适合用于将多个放大器级联起来获得 大增益的可调范屈的可调增益放大器。
背景技术：
通常，在无线电接收机等的无线通信装置中，为调整接收信号的增益，
设有自动增益控制(Automatic Gait Control,以下简记为"AGC")回路。 设在高频波段的射频(Radio Frequency,以下简记为"RF" ) -AGC回路，调 整天线接收到的高频信号(天线输入信号)的增益，将接收信号的强度保持 在一定水平上。RF-AGC可以通过控制天线衰减回路的衰减量和低噪声放大器 (Low Noise Amplifier,以下简记为"LNA")等的增益实现。
尤其，在装于车载机或移动电话等移动载体中的无线电调谐器中，为了 与移动通信的大范围接收电力强度相对应，期望增大LNA的可调增益范围(动 态范围)。比如接收电力强度比较小时，要求获得高增益和低噪声特性。另 一方面，接收电力强度比较大时，要求AGC的控制电压与被其控制的增益分 贝成线性关系，即要求高线性。
为满足上述两个要求，得到大动态范围，提出了将四个共射-共基 (cascode)放大器并联连接，能根据接收电力强度连续切换上述共射-共基放 大器使用的可调增益低噪声放大器(例如，参照非专利文献l)。共射-共基放 大器本身由于输出基本不会反馈到输入，经常作为LNA使用。夏普技报第88号2004年4月发行[面向移动设备的地 面数字电视l段调谐器](图3-图5)
在该非专利文献l记载的可调增益低噪声放大器中，采用通过控制流入 四个共射-共基放大器的基极电流Il， 12， 13， 14，连续切换放大器的回路形 式。具体地说，随着控制电压上升，流入共射-共基放大器的基极电流I4— 13
—12 — Il以适当的比例连续变化的同时，同一时刻流入的总电流始终保 持为一恒定值。
如非专利文献1中图4所示，在控制电压小于0. 8V的区域，仅有基极电流
14流动，只有一个共射-共基放大器动作。另一方面，在控制电压大于或等 于O. 8V小于1. 2V的区域，两处的基极电流I4和I3以适当的比例流动，两个共 射-共基放大器动作。并且，该动作的两个共射-共基放大器的输出电流利用 阻抗负载被变换成电压，各电压经过叠加作为放大信号输出。
上述非专利文献l中的可调增益低噪声放大器采用双极型互补金属氧化 物半导体(Bipolar Complementary Metal Oxide Semiconductor,以下简记 为"BI-CMOS")工艺。若使用该BI-CM0S工艺，电压增益20dB左右，噪声指 数3dB左右的低噪声放大器用一级共射-共基放大器可以实现。另外，因为共 射-共基放大器的输出为阻抗负载，通过级联多个共射-共基放大器的输出 点，可以叠加各共射-共基放大器的输出电压。
与此相反，为了与最近的晶体管高速化，小型化，低耗电化的要求相对 应，期望通过CM0S工艺由微细化半导体构成与非专利文献1的放大器相同性
能或更好性能的可调增益放大器。这种场合，采用一级共射-共基放大器实 现电压增益20dB以上，噪声指数3dB以下的低噪声放大器是非常困难的。因
此，采用将多个共射-共基放大器多段级联的方法。
然而，如非专利文献l那样采用一般阻抗负载的共射-共基放大器的场 合，在CMOS工艺中减小噪声指数(NF)是非常困难的，由于不能获得所希望 的NF，存在接收灵敏度恶化问题。于是，采用去噪型共射-共基放大器，代替 一般的共射-共基放大器，即使在CMOS工艺中也可能减小NF。
但是，使用去噪型共射-共基放大器的场合，因其输出段为源极跟随器 (source follower)形式，不能如阻抗负载的共射-共基放大器那样将各共射 -共基放大器的输出信号在输出段进行叠加。因此，仅仅将CMOS工艺构成的 多个共射-共基放大器单纯地并联连接控制电流的话，并不能在保证良好的 NF的同时确保大动态范围。
于是，本申请人发明并申请了以在CMOS工艺中确保大动态范围，且满足 良好的噪声指数为目的的可调增益放大器(参照例如专利文献l)。该专利
文献l中记载的发明包括多个初级放大器，次级放大器，及可变电流源。所 述次级放大器与多个初级放大器后段连接，所述可变电流源控制流过多个初 级放大器的控制电流，使得同时流过的控制电流的总和为一定。日本专利申请2007-163695号
但是,专利文献l中记载的发明，除了并联连接的初级放大器以外，还需 要次级放大器。因此，存在由于次级放大器导致总消耗电流增大的问题。

发明内容
本发明就是为解决上述问题而提出来的，本发明的目的在于，提供在 CMOS工艺中满足大动态范围和良好的噪声指数，且能极力抑制消耗电流增大
的可调增益放大器。
为了达到上述目的，本发明提出如下技术方案
(1) 一种可调增益放大器，其特征在于
该可调增益放大器包括
多个初级放大器，相对一输入并联连接，根据流入各初级放大器的初级 用控制电流，实行放大动作；
幅度水平调节器，相对上述多个初级放大器的至少一部分，与该初级放 大器的输入侧连接，进行调节,使得输入上述多个初级放大器的信号幅度水 平各不相同；
次级放大器，与上述多个初级放大器的后段连接，根据次级用控制电流 实行放大动作，上述多个初级放大器之中，连接不同时流入上述初级用控制 电流的初级放大器的输出线之间，形成复数的合成输出线，该复数的合成输 出线分别与次级放大器的多个输入端连接，使得从上述多个输入端输入的信 号分别放大，叠加放大的各信号输出；
可变电流源，控制流入上述多个初级放大器的初级用控制电流以及流入 上述次级放大器的次级用控制电流；
其中，可变电流源进行控制,使得上述多个初级放大器之中，流入同时动 作的初级放大器的初级用控制电流的总和保持为一个恒定值，同时，使得次 级用控制电流流入上述次级放大器，所述次级用控制电流大小与上述流入初
级放大器的初级用控制电流成比例。
(2) 在上述(l)所述的可调增益放大器中，其特征在于
上述多个初级放大器各自设有 第一放大器，使得输入信号位相反相放大； 第二放大器，放大上述输入信号；
其中，叠加上述第一放大器的输出信号以及第二放大器的输出信号输出。
(3) 在上述(2)所述的可调增益放大器中，其特征在于 上述多个初级放大器各自进一步设有开关手段，当从上述可变电流源不
提供初级用控制电流时，上述开关手段使得上述第一放大器和上述第二放大 器的动作断开。
下面说明本发明的效果。
按照上述构成的本发明，连接即使构成初级放大器的晶体管的输出段成 为源极跟随器形式也不会同时流入初级用控制电流的初级放大器，即不会同 时动作的初级放大器的输出线之间，因此，在该连接的合成输出线中不实行 信号叠加。上述输出信号通过复数的合成输出线分别输入次级放大器，同时 动作的初级放大器的输出信号叠加在上述次级放大器进行。这样，即使在 CMOS工艺的可调增益放大器中，也能确保大动态范围。另外，流入多个初级 放大器的初级用控制电流的总和保持为一个恒定值，因此，能确保低噪声特 性，以及控制电压与增益间的高线性关系。再者，按照本发明，流入次级放 大器的次级用控制电流大小与初级用控制电流成比例，因此，无需向次级放 大器提供高于其需求的大的固定电流，抑制无用消耗电流的增大。


图l表示本发明实施形态的可调增益放大器的构成例。
图2表示流入四个初级LNA的初级用控制电流的例子。
图3表示流入次级LNA的次级用控制电流的例子。
图4是表示本发明实施形态的初级LNA的构成例的回路图。
图5是表示本发明实施形态的次级LNA的构成例的回路图。
图6是表示本发明实施形态的可变电流源的构成例的回路图。
具体实施例方式
下面，参照

本发明实施形态，在以下实施形态中，虽然对构成要 素，种类，组合，形状，相对配置等作了各种限定，但是，这些仅仅是例举，本发 明并不局限于此。
图l表示本发明实施形态的可调增益放大器的构成例。如图1所示，本实
施形态的可调增益放大器设有四个初级LNA1-4， 一个次级LNA5，三个衰减器 11-13和一个可变电流源20。上述构成通过CMOS工艺集成在一个IC芯片上。
四个初级LNA1-4相当于本发明的多个初级放大器。这四个初级LNA1-4相 对一个输入端IN并联连接，根据从可变电流源20流入各个LNAl-4的初级用控 制电流IB1-IB4，对输入到上述初级放大器LNA1-4的信号进行放大。
三个衰减器11-13相当于本发明的增益幅度水平调节器。这三个衰减器 11-13，并联连接在一个输入端IN上，另一端连接在四个初级放大器l-4中的 第二至第四初级放大器的输入侧。三个衰减器11-13用于调节从输入端IN输 入的信号幅度，以便使得相对四个初级LNAl-4的输入信号的幅度互不相同。
具体地说，衰减器11-13使得从一个输入端IN输入的信号衰减。衰减器 1卜13的衰减量互不相同，设定为按照第一衰减器11<第二衰减器12<第三 衰减器13的顺序，衰减量逐渐增大。例如，四个初级LNAl-4的可调增益范围 分别为20dB左右场合，可以将第一衰减器ll的衰减量设定为20dB，第二衰减 器12的衰减量设定为40dB，第三衰减器13的衰减量设定为60dB。
这种场合，第一初级LNA1对从输入端IN输入的信号进行放大。第二初级 LNA2对从输入端IN输入的在第一衰减器ll衰减20dB的信号进行放大。第三初 级LNA3对从输入端IN输入的在第二衰减器12衰减40dB的信号进行放大。第四 初级LNA4对从输入端IN输入的在第三衰减器13衰减60dB的信号进行放大。
在此，说明将三个衰减器11-13相对一个输入端IN并联连接的例子，但本 发明并不局限于此。也可以例如将三个衰减器11-13相对一个输入端IN三段 纵向串联连接，从各段的衰减器11-13的输出分流取出信号，分别输入第二至 第四初级LNA2-4。这种场合，若预先将各衰减器11-13的衰减量设定为例如
20dB，则从第一衰减器ll的输出分流取出衰减20dB的信号，从第二衰减器12 的输出分流取出衰减40dB的信号，从第三衰减器13的输出分流取出衰减60dB 的信号。
另外，在此，说明相对四个初级LNAl-4中一部分，即初级LNA2-4连接衰 减器ll-13，但本发明并不局限于此。也可以例如相对所有的初级LNA1-4连 接衰减器。
次级LNA5相当于本发明的次级放大器，与四个初级LNA1-4的后段连接， 根据从可变电流源20流入的次级用控制电流IB13， IB24，实行输入到该次级 放大器5的信号放大动作。在此，四个初级LNAl-4中，连接不会同时流过初级 用控制电流IB卜IB4的初级LNA的输出线之间，形成复数的合成输出线L1和 L2，使得该复数的合成输出线Ll, L2分别与次级LNA5的复数的输入端IN1， IN2连接。
在图1例中，连接初级LNA1和第三初级LNA3的输出线之间，形成第一合成 输出线L1，连接第二初级LNA2和第四初级LNA4的输出线之间，形成第二合成 输出线L2。并且，使得该两合成输出线L1， L2分别与次级LNA5的复数的输入 端IN1， IN2连接。次级LNA5使得从两输入端IN1， IN2输入的信号分别放大， 叠加已放大的各信号输出。
可变电流源20从AGC回路(没有图示)输入用于调整增益的控制电压 VAGC,基于该控制电压VAGC产生流入四个初级LNAl-4的初级用控制电流 IB1-IB4和流入次级LNA5的次级用控制电流IB13和IB24。此时可变电流源20 进行控制，使得流入四个初级LNA1-4的初级用控制电流IB1-IB4的总和，是 一个与控制电压VAGC大小无关的恒定值。另外，可变电流源20进行控制,使 得流入次级LNA5的次级用控制电流IB13和IB24的大小与流入初级LNAl-4的 初级用控制电流IB1-IB4成比例。
图2表示流入四个初级LNA1-4的初级用控制电流IB1-IB4的例子。从图2 可知，在控制电压VAGC小于约l. 05V的区域，只存在第四初级用控制电流IB4， 只有第四初级LNA4动作。在控制电压VAGC等于或大于约l. 05V，且小于约l. 4V 的区域，存在以适当比例流入的第四初级用控制电流IB4和第三初级用控制 电流IB3，第四初级LNA4和第三初级LNA3动作。在控制电压VAGC等于或大于
约1.4V，且小于约1.45V的区域，只存在第三初级用控制电流IB3，只有第三 初级LNA3动作。
如上所述，根据控制电压VAGC的不同值，有第四初级用控制电流IB4和 第三初级用控制电流IB3同时存在的区域。同样，有第三初级用控制电流IB3 和第二初级用控制电流IB2同时存在的区域，第二初级用控制电流IB2和第一 初级用控制电流IB1同时存在的区域。与此相对的是，第四初级用控制电流 IB4和第一初级用控制电流IB1或第二初级用控制电流IB2不会同时流入，第 三初级用控制电流IB3和第一初级用控制电流IB1不会同时流入。
在此，可变电流源20进行控制，无论供给控制电压VAGC的值是多少，使 得第一至第四初级用控制电流IB1-IB4各自单独存在时的电流量，第四初级 用控制电流IB4和第三初级用控制电流IB3同时存在时的总电流量，第三初级 用控制电流IB3和第二初级用控制电流IB2同时存在时的总电流量，第二初级 用控制电流IB2和第一初级用控制电流IB1同时存在时的总电流量，始终相 同。
如上所述，从一个输入端IN输入的信号，与将该信号经过三个衰减器 11-13每次衰减20dB后的衰减信号，由四个初级LNA1-4放大，通过控制流入 各初级LNA1-4的初级用控制电流IB1-IB4，连续切换由初级LNA1-4的放大。 具体地说，进行控制，使得随着控制电压VAGC增大，流入初级LNA1-4的初级 用控制电流IB1-IB4，按照IB4 — IB3 — IB2 — IB1的顺序以适当的比例 连续变化。
这样，原来每个初级LNAl-4各自只能确保20dB左右的动态范围，现在四 个初级LNAl-4全体可以确保80dB左右的大动态范围。另外，同时流入四个初 级LNA1-4的初级用控制电流IB1-IB4的总和保持为一个恒定值，能确保低噪 声特性和高线性。
此外，当使得初级用控制电流IB1-IB4的一部分不流入初级LNA1--4的一 部分时，可变电流源20产生表示该状况的关断电流IB1A-IB4A，向初级LNA1-4 输出。具体地说，当第一初级用控制电流IB1没有流入第一初级LNA1时，可 变电流源20产生第一关断电流IB1A，当第二初级用控制电流IB2没有流入第 二初级LNA2时，产生第二关断电流IB2A，当第三初级用控制电流IB3没有流 入第三初级LNA3时，产生第三关断电流IB3A，当第四初级用控制电流IB4没 有流入第四初级LNA4时，产生第四关断电流IB4A。
图3表示流入次级放大器LNA5的次级用控制电流IB13和IB24的例子。比 较图2和图3可知，可变电流源20进行控制，使得次级用控制电流IB13和IB24 流入次级放大器LNA5，所述次级用控制电流IB13和IB24的大小与流入初级 LNA1-4的初级用控制电流IB1-IB4成比例。
在此，连接第一初级LNA1和第三初级LNA3的输出线之间形成第一合成输 出线Ll,第一次级用控制电流IB13用于通过上述第一合成输出线L1从一方的 输入端IN1输入的信号的放大动作。该第一次级用控制电流IB13的大小，与 第一初级用控制电流IB1和第三初级用控制电流IB3成比例。
另外，连接第二初级LNA2和第四初级LNA4的输出线之间形成第二合成输 出线L2，第二次级用控制电流IB24用于通过上述第二合成输出线L2从另一方 的输入端IN2输入的信号的放大动作。该第二次级用控制电流IB24的大小， 与第二初级用控制电流IB2和第四初级用控制电流IB4成比例。
如上所述，次级放大器LNA5将从两个输入端IN1和IN2输入的信号各自放 大，将放大后的各信号叠加输出。这样，在次级放大器LNA5最终对两个信号 进行叠加，因此，进行控制，使得用于叠加前放大动作的次级用控制电流IB13 和IB24为初级用控制电流IBl-IB4的l/2大小。
下面，说明本实施形态的初级LNA1-4的回路构成。由于初级LNAl-4各自 的回路构成相同，下面以第一初级LNA1的回路构成作为代表进行说明。图4 是表示该第一初级LNA1构成例的回路图。
在图4中，连接在输入端IN的pMOS晶体管Pl和nMOS晶体管Nl构成反相放 大器。反相放大器P1， N1使得从输入端IN输入的信号位相反相并放大。放大 后的信号通过耦合电容器C1向次级输出。连接在耦合电容器Cl次级的nMOS晶 体管N4是源极跟随器的功率放大器。反相放大器P1， N1和功率放大器N4构成 本发明的第一放大器50。
相对输入端IN，与反相放大器P1， Nl并联连接的nM0S晶体管N2， N3是共 射-共基放大器，相当于本发明的第二放大器60。相当于共射-共基放大器连 接前段的nM0S晶体管N2是源极接地放大器，相当于共射-共基放大器连接后
段的nM0S晶体管N3是栅极接地放大器。该第二放大器60将从输入端IN输入的 信号放大。nM0S晶体管N5， N6是用于对相当于第二放大器60的共射-共基放 大器连接后段的nM0S晶体管N3提供栅极接地用偏置的偏置回路。
在此，第一放大器50的输出(晶体管N4的源极)与第二放大器60的输出 (晶体管N3的漏极)合路，连接至第一初级LNA1的输出端0UT1。关于第一放 大器50，输入信号在反相放大器Pl, Nl被反相放大，该放大后的信号在功率 放大器N4的源极跟随器同相输出(无放大)至输出端0UT1。因此，输出至输 出端0UT1的输出信号与输入信号反相。另一方面，关于第二放大器60，输入 信号在源极接地放大器N2被反相放大，该放大后的信号通过栅极接地放大器 N3同相输出(无放大)至输出端0UT1。因此，输出至输出端0UT1的输出信号 与输入信号反相。这样，在第一放大器50被放大的信号与在第二放大器6Q被 放大的信号，在初级LNA1的输出端0UT1位相为同相，不会出现互相抵消的现 象。
与此相对，在反相放大器P1， Nl的源极和漏极产生的噪声，通过耦合电 容器C1和功率放大器N4同相输出至初级LNA1的输出端0UT1 (无放大)。另一 方面，由电阻R1和信号源内阻(没有图示)分压(衰减)后同相输出至输入 端IN的噪声，在源极接地放大器N2被反相放大。因此，在反相放大器P1， Nl 产生通过功率放大器N4输出至输出端0UT1的噪声的位相，与通过第二放大器 60输出至输出端0UT1的噪声位相成为反相，在反相放大器P1， Nl产生的噪声 可以在输出端0UT1抵消。因此，与以前仅简单将双极型晶体管共射-共基连 接的共射-共基放大器相比有着更好的低噪声性能。
nM0S晶体管N7， N8是电流镜像回路，向一方的晶体管N7侧的漏极输入初 级用控制电流IB1作为基准电流，另一方的晶体管N8侧的漏极也同样流入初 级用控制电流IB1。另夕卜，pM0S晶体管P2-P5也构成电流镜像回路，将从nMOS 晶体管N8输出的初级用控制电流IB1作为基准电流，输入晶体管P5侧的漏极， 在其他晶体管P2-P4的漏极流入与初级用控制电流IB1成比例的电流。
这样，通过两个电流镜像回路N7-N8， P2-P5的组合，向第一放大器50， 第二放大器60和偏置回路N5， N6供给与初级用控制电流IB1成比例的电流。 也就是说，从可变电流源20输入的初级用控制电流IB1通过两个电流镜像回
路N7-N8， P2-P5，向第一放大器50，第二放大器60和偏置回路N5， N6供给与 初级用控制电流IB1成比例的电流。因此，初级LNA1的增益成为由初级用控 制电流IB1控制。
反相器INVl, INV2， pM0S晶体管P6和nM0S晶体管N9-N10构成本发明的开 关手段。此开关手段用于当从可变电流源20不提供初级用控制电流IB1时， 将第一放大器50和第二放大器60动作置于完全断开。
两个反相器INV1和INV2相连接，向初段反相器INV1输入关断电流IB1A。 前段反相器INVl的输出端与pM0S晶体管P6的栅极相连。该pM0S晶体管P6的漏 极与构成电流镜像回路的pM0S晶体管P2-P5的栅极相连。pM0S晶体管P2-P6的 源极均与电源电压VDD相连。
另一方面，后段的INV2的输出端与nM0S晶体管N9， N10的栅极相连。nMOS 晶体管N9的漏极与构成第一放大器50的nM0S晶体管N4的栅极相连，nMOS晶体 管N10的漏极与构成第二放大器60的nM0S晶体管N3的栅极相连。另外，nMOS 晶体管N9， N10的源极都与地相连。
另外，前段的INVl的输入端与nMOS晶体管Nll的漏极相连。nMOS晶伴管 N11的栅极与电流镜像回路N7， N8的输入端(初级用控制电流IB1的输入端) 相连，源极与地相连。
在此，说明上述构成的开关手段的动作。从可变电流源20不提供初级用 控制电流IB1时(初级用控制电流IB1为低电平)，从可变电流源20提供关断 电流IB1A。并且，通过前段的INVl位相被反相的关断电流IBlA供给pMOS晶体 管P6的栅极。此时，前段的INV1的输出端为低电平，pM0S晶体管P6接通。
由此，从pM0S晶体管P6的漏极输出的高电平信号供给构成电流镜像回路 的pM0S晶体管P2-P5的栅极。因此,pM0S晶体管P2-P5都成为断开状态。由于 pM0S晶体管P2-P5处于断开状态，能使得第一放大器50(反相放大器P1， Nl)， 第二放大器60和偏置回路N5， N6与电源电压VDD完全断开。
另一方面，通过后段的INV2位相回到初始相位的关断电流IBlA供给nM0S 晶体管N9， N10的栅极。由此，反相器INV2输出的高电平信号供给nM0S晶体 管N9， N10的栅极。因此，nM0S晶体管N9， N10都接通。由此，晶体管N3， N4 的栅极都成为低电平，完全断开。
如上所述，从可变电流源20不提供初级用控制电流IB1时，第一放大器
50，第二放大器60和偏置回路N5， N6与电源电压VDD完全断开。另外，构成 第一放大器50的nMOS晶体管N4和构成第二放大器60的nMOS晶体管N3都成为 完全断开。因此，能使得第一放大器50和第二放大器60的动作处于完全断开。
从可变电流源20向初级LNA1提供初级用控制电流IB1时，nMOS晶体管Ml 接通，关断电流IB1 A通过nMOS晶体管N11弓|入接地GND。
下面说明本实施形态的次级LNA5的回路构成。图5是表示该次级LNA5的 构成例的回路图。在图5中，C21， C22是与两合成输出线L1， L2连接的耦合 电容器。相对这两个耦合电容器，分别连接共射-共基放大器。
相对第一合成输出线Ll通过耦合电容器C21连接的共射-共基放大器，由 共射-共基连接的两个nM0S晶体管N21， N23构成。另外，相对第二合成输出 线L2通过耦合电容器C22连接的共射-共基放大器，由共射-共基连接的两个 nMOS晶体管N22和N23构成。
nM0S晶体管N23既作为使得从第一合成输出线Ll提供的信号放大的共射 -共基放大器的第二级放大器，又作为使得从第二合成输出线L2提供的信号 放大的共射-共基放大器的第二级放大器。并且，该nM0S晶体管N23的漏极侧， 也就是共射-共基放大器的输出端(次级LNA5的输出端0UT侧)与负载阻抗RL 相连接。
也就是说，次级LNA5将从第一合成输出线L1通过一方的输入端IN1供给 的信号，以及从第二合成输出线L2通过另一方的输入端IN2供给的信号，在 两个共射-共基放大器分别放大，将放大后的各信号叠加，从输出端OUT输出。
nM0S晶体管N24和N25是用于向相当于共射-共基连接的后段侧的nM0S晶 体管N23提供栅极接地用偏置的晶体管。nM0S晶体管N26是构成电流镜像回路 的一方的晶体管，与相当于共射-共基放大器N21， N23的第一级的nM0S晶体 管N21—起构成电流镜像回路。另夕卜，nM0S晶体管N27是构成电流镜像回路的 一方的晶体管，与相当于共射-共基放大器N22， N23的第一级的nM0S晶体管 N22—起构成电流镜像回路。
也就是说，向nM0S晶体管N26的漏极输入第一次级用控制电流IB13作为 基准电流，使得相当于共射-共基放大器N21， N23前段侧的nMOS晶体管N21的
漏极流过与第一次级用控制龟流IB13成比例的电流。g卩，与从可变电流源20 输入至nM0S晶体管N26的第一次级用控制电流IB13成比例的电流，供给与 nM0S晶体管N26电流镜像连接的共射-共基放大器N21， N23。由此，构成次级 LNA5的共射-共基放大器N21， N23的增益成为由第一次级用控制电流IB13控 制。
另外，向nM0S晶体管N27的漏极输入第二次级用控制电流IB24作为基准 电流，使得相当于共射-共基放大器N22， N23前段侧的nM0S晶体管N22的漏极 流过与第二次级用控制电流IB24成比例的电流。g卩，与从可变电流源20输入 至nM0S晶体管N27的第二次级用控制电流IB24成比例的电流，供给与nMOS晶 体管N27电流镜像连接的共射-共基放大器N22， N23。由此，构成次级LNA5的 共射-共基放大器N22， N23的增益成为由第二次级用控制电流IB24控制。
下面说明本实施形态的可变电流源20的回路构成。图6是表示该可变电 流源20的构成例的回路图。在图6中，符号21-24为恒定电流回路，各自产生 与初级用控制电流IB1-IB4同样大小的恒定电流。这四个恒定电流回路21-24 与四个pM0S晶体管P21-P24的漏极相连。
上述四个pMOS晶体管P21-P24，与另外四个pMOS晶体管P25-P28构成四组 电流镜像回路。构成电流镜像回路的一方的pM0S晶体管P21-P24，与另一方 的pM0S晶体管P25-P28，各自的晶体管面积比设为l:l。
这样，恒定电流回路21-24产生的电流IB1-IB4，作为基准电流流入一方 的pM0S晶体管P21-P24的漏极，在电流镜像相连接的另一方的pMOS晶体管 P25-P28的漏极也有同样的电流IB1-IB4。可变电流源20将在所述pM0S晶体管 P25-P28的漏极流动的电流作为初级用控制电流IB1-IB4供给初级LNA1-4。
另外，上述四个pM0S晶体管P21-P24，与另外四个pM0S晶体管P29-P33构 成四组电流镜像回路。构成电流镜像回路一方的pM0S晶体管P21-P24，与另 一方的pM0S晶体管P29-P33，各自的晶体管面积比设为2:1。这样，在恒定电 流回路21-24产生的电流IB1-IB4，作为基准电流输入一方的pMOS晶体管 P21-P24的漏极，在电流镜像相连接的另一方的pM0S晶体管P29-P32的漏极产 生电流IB1-IB4—半大小的电流。
这里，流入pM0S晶体管P29， P31的电流大小分别为IB1/2， IB3/2,晶体
管P29， P31的漏极之间连接。这样，两个pM0S晶体管P29， P31的漏极电流合 成叠加，作为第一次级用控制电流IB13供给次级放大器LNA5。同样，流入pMOS 晶体管P30， P32的电流大小分别为IB2/2， IB4/2，晶体管P30， P32的漏极之 间连接。这样，两个pM0S晶体管P30， P32的漏极电流合成叠加，作为第二次 级用控制电流IB24供给次级放大器LNA5。
如上述详细说明的那样，在本实施形态中，由初级LNA1-4和次级LNA5两 部分构成，在初级LNA1-4，不会同时存在初级用控制电流IB1-IB4，即，初级 LNAl-4不会同时动作，连接所述初级LNA1-4的输出线之间，将合成输出线Ll, L2分别与次级LNA5相连接。并且，同时动作的初级LNA1-4的输出信号在次级 放大器5进行叠加。
这样，即使在输出段成为源极跟随器的CMOS工艺的可调增益放大器，也 能在次级放大器5叠加同时动作的初级放大器l-4的输出信号，因此，能确保 大动态范围。另外，流入多个初级LNA1-4的初级用控制电流IB1-IB4的总和 保持为一个恒定值，因此，也能确保低噪声特性，以及控制电压与增益间的高 线性关系。
另夕卜，按照本实施形态，在初级LNA1-4的反相放大器P1， Nl产生的噪声， 与从相对该反相放大器P1， Nl并联连接的第二放大器60输出的噪声以反相叠 加，相互抵消。因此，在CM0S工艺制造的初级LNAl-4可以抑制噪声指数恶化。
再者，按照本实施形态，可以通过开关手段完全断开不供给初级用控制 电流IB1-IB4的初级LNA1-4的第一放大器50和第二放大器60的动作。这样， 可以使得从与放大动作无关的初级LNA1-4的晶体管不产生噪声，因此，在 CM0S工艺的初级LNAl-4，可以抑制噪声指数恶化。
一般，放大器级联时的整体噪声指数NF由下式给出
NF=NF1+(NF2-1)/G1+ (NF3-l)/Gl求G2 +…
这里，NF1表示第一级放大器的噪声指数，NF2表示第二级放大器的噪声 指数，NF3表示第三级放大器的噪声指数。另外，Gl表示第一级放大器的增 益，G2表示第二级放大器的增益。
从上式可以看出，要减小放大器的整体噪声指数NF，就必须 (1)减小第一级放大器的噪声指数NF1。
(2)增大第一级放大器的增益G1。
就本实施形态而言，尤其要求减小初级LNA1-4的噪声指数。对此,在本 实施形态中，如上所述，能够减小初级LNA1-4的噪声指数，因此，能够减小可 调增益放大器的整体噪声指数，获得良好的接收灵敏度。
再者，在本实施形态中，可变电流源20进行控制，次级用控制电流IB13 和IB24的大小与流入初级LNA1-4的初级用控制电流IB1-IB4成比例，使得该 次级用控制电流IB13和IB24流入次级LNA5。这样，就无需对次级LNA5提供高 于其需求的大的固定电流，将次级用控制电流IB13和IB24作为必要的最低限 度大小，能抑制无用消耗电流的增大。
在本实施形态中，初级LNA1-4的个数设为4个，这仅仅是一个例子而已。 又，在本实施形态中，两个初级LNA的输出结合形成合成输出线，这也仅仅是 一个例子而已。也就是说，只要是控制电流同时流入的初级LNA，可以三个 或三个以上的初级LNA的输出结合形成合成输出线。
另外，在本实施形态中，四路初级用控制电流IB1-IB4之中，以最多两路 初级用控制电流同时存在为例进行说明，但本发明并不局限于此。例如，在 初级LNA的个数大于4个场合，也可以三路初级用控制电流同时存在。
另外，上述实施形态的可调增益放大器适合用于例如无线电设备调谐器 的RF-AGC回路，但是，RF-AGC回路以外也可以适用。适用于RF-AGC回路以外 场合，在第二至第四的初级LNA2-4的输入段，可以连接放大器，以代替连接衰 减器11-13。也就是说，在上述实施形态中，说明通过使得输入信号每次衰减 20dB确保合计80dB的动态范围的例子，但是，也可以通过使得输入信号每次 放大20dB，确保合计80dB的动态范围。这种场合，用于代替衰减器11-13的放 大器构成本发明的幅度水平调节器。
另外，在上述实施形态中，说明由图4所示的反相器INV1， INV2， pMOS晶 体管P6和nM0S晶体管N9-N10构成开关手段的例子，但这不过是一个例子。也 可以例如由反相器INV1， INV2和pM0S晶体管P6构成开关手段。这种场合，至 少可以在从可变电流源20不提供初级用控制电流IB1-IB4时，将第一放大器 50，第二放大器60和偏置回路N5， N6与电源电压VDD完全断开。由于不供给 初级用控制电流IB1-IB4，不实行放大动作，此时将晶体管与电源电压VDD完
全断开,可以抑制噪声指数恶化。
或者也可以由nM0S晶体管N9-N10构成开关手段。这种场合，至少构成第 一放大器50的nMOS晶体管N4和构成第二放大器60的nMOS晶体管N3的栅极置 为低电平从而完全关断。这样，从可变电流源20不供给初级用控制电流 IB1-IB4时，通过使得第一放大器50和第二放大器60的动作处于完全断开状 态，可以抑制噪声指数恶化。
另外，在上述实施形态中，在构成次级LNA5的两个共射-共基放大器中， 说明在共射-共基连接的前段侧的晶体管的输出段，进行信号叠加的例子，但 本发明并不局限于此。也可以例如在共射-共基连接的后段侧的晶体管的输 出段，进行信号叠加。
上述各实施形态不过是本发明实施时的一个具体实例，不能据此限定解 释本发明的技术范围。也就是说，本发明只要不脱离其技术思想或其主要特 征，可以有各种各样实施形态。
下面说明本发明的产业上应用可能性。
本发明应用于连接多个放大器、扩大可调增益范围的可调增益放大器。 例如，本发明的可调增益放大器适合用于车载机或移动电话等移动载体中装 有的无线电调谐器。
权利要求
1.一种可调增益放大器，其特征在于该可调增益放大器包括多个初级放大器，相对一输入并联连接，根据流入各初级放大器的初级用控制电流，实行放大动作；幅度水平调节器，相对上述多个初级放大器的至少一部分，与该初级放大器的输入侧连接，进行调节，使得输入上述多个初级放大器的信号幅度水平各不相同；次级放大器，与上述多个初级放大器的后段连接，根据次级用控制电流实行放大动作，上述多个初级放大器之中，连接不同时流入上述初级用控制电流的初级放大器的输出线之间，形成复数的合成输出线，该复数的合成输出线分别与次级放大器的多个输入端连接，使得从上述多个输入端输入的信号分别放大，叠加放大的各信号输出；可变电流源，控制流入上述多个初级放大器的初级用控制电流以及流入上述次级放大器的次级用控制电流；其中，可变电流源进行控制，使得上述多个初级放大器之中，流入同时动作的初级放大器的初级用控制电流的总和保持为一个恒定值，同时，使得次级用控制电流流入上述次级放大器，所述次级用控制电流大小与上述流入初级放大器的初级用控制电流成比例。
2. 根据权利要求l中记载的可调增益放大器，其特征在于 上述多个初级放大器各自设有第一放大器，使得输入信号位相反相放大； 第二放大器，放大上述输入信号；其中，叠加上述第一放大器的输出信号以及第二放大器的输出信号输出。
3. 根据权利要求2中记载的可调增益放大器，其特征在于 上述多个初级放大器各自进一步设有开关手段，当从上述可变电流源不提供初级用控制电流时，上述开关手段使得上述第一放大器和上述第二放大 器的动作断开。
全文摘要
本发明提供以CMOS工艺满足大动态范围和良好的噪声指数、且能极力抑制消耗电流增大的可调增益放大器。本发明的可调增益放大器包括多个初级放大器(LNA1-4)，相对一输入端(IN)并联连接；与其后段连接的次级放大器(LNA5)；可变电流源(20)，进行控制，使得同时流入初级放大器(LNA1-4)的初级用控制电流(IB1-IB4)的总和保持为一个恒定值，同时，使得次级用控制电流(IB13、IB24)流入上述次级放大器(LNA5)，所述次级用控制电流(IB13、IB24)大小与上述流入初级放大器(LNA1-4)的初级用控制电流(IB1-IB4)成比例。无需向次级放大器(LNA5)提供高于其需求的大的固定电流，能将次级用控制电流(IB13、IB24)设为必要的最低限度大小，抑制无用消耗电流的增大。
文档编号H03G3/20GK101359901SQ20081014475
公开日2009年2月4日 申请日期2008年7月26日 优先权日2007年7月27日
发明者石黑和久 申请人:新泻精密株式会社