专利名称：自激振荡调节的低波纹电荷泵和方法
技术领域：
本发明一般涉及集成电荷泵电路，更具体地涉及其中降低功率消耗和减少所需的 集成电路芯片面积的量的改进。
背景技术：
在集成电路运算放大器中使用片上电荷泵自举其输入级末端电流源提供增大的 运算放大器的轨对轨共模输入电压范围。由于波纹电压在末端电流中产生随后传播至运算 放大器的输出的噪声，所以由电荷泵产生的升压输出电压需要具有低的波纹电压。希望片 上电荷泵消耗尽可能小的电流和功率。图1示出已在受让人的0PA365运算放大器中使用的低波纹片上电流模式电荷泵， 其被认为是最接近的现有技术。在图1中，集成电路IA包括产生升压输出电压Vout的电 流模式电荷泵电路1B。施加Vout以偏压用作运算放大器(未示出)的输入级的末端电流 源的电源。电流模式电荷泵IB包括用作反馈放大器的运算放大器4。反馈放大器4的(+) 输入通过导体6连接至电压源5的(+)端子，该电压源5的(-)端子连接至正轨电压源VDD， 由此在导体6上产生基准电压Vref。电压源5可产生大约1伏的恒定电压，并能例如借助 P型沟道MOS晶体管和包括电阻器和电流源(未示出)的电路的栅极源极电压Ves以各种 方式实现(由于电压源5必须以高于Vdd的电压操作，所以在P型沟道晶体管的栅极和漏极 连接至Vdd的情况下，P型沟道晶体管的源极通过电阻器和电流源耦联至Vout)。反馈放大 器4的(-)输入连接至导体3，在该导体3上产生电荷泵输出电压Vout。反馈放大器4的 输出通过导体8连接到分别产生“放电电流” IO和“再充电电流” Il的两个基本相同的受 控电流源7和9的控制端。受控电流源7和9中的每个受控电流源的上端子均连接至VDD。放电电流源7的下端子通过导体12连接至开关Sl和S5中的每个开关的一个端 子。开关Sl的另一端子通过导体13连接到快速电容器Cl的“底”板，并连接到开关S2的 一个端子，该开关S2的另一端子连接至诸如Vss的电源电压施加至的导体2。快速电容器 Cl的“上”板通过导体14连接至开关S3和S4中的每个开关的一个端子。开关S3的另一 端子通过导体15连接至再充电电流源9的下端子。开关S4的另一端子连接至电荷泵输出 导体3。再充电电流源9的下端子通过导体15连接至开关S7的一个端子。开关S7的另 一端子通过导体18连接至第二快速电容器C2的顶板，并连接至开关S8的一个端子，该开 关S8的另一端子连接至Vout导体3。快速电容器C2的底板通过导体17连接至开关S5和 S6中的每个开关的一个端子。开关S6的另一端子连接至Vss导体2。开关S5的另一端子 连接至导体12。导体12上的电压VDIseHAK;E等于快速电容器Cl的底板电压Vcl或快速电容 器C2的底板电压Vc2。在Vout导体3与Vdd之间连接有内部旁路电容器CO。在Vout导体3与Vss之间 连接有汲取负载电流込的负载19，并且负载19能在集成电路芯片IA以内或以外。通常， 外部振荡器IOA产生相位信号Fl及其逻辑补F2。相位信号Fl控制开关Si、S4、S6和S7, 而相位信号F2控制开关S2、S3、S5和S8。
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快速电容器Cl和C2交替地再充电和交替地放电到Vout导体3中，以便产生基本 上恒定值的输出电压Vout。在图1的示例中，Vout用于控制运算放大器(未示出)的末端 电流，其中MOS晶体管(未示出)的用作末端电流源的栅极-源极电压Ves需要等于大致比 正轨电压Vdd高1伏并借助电压源5产生的基准电压Vref。通常借助于MOS晶体管实现电 荷泵IB的各种开关，并控制电荷泵IB的各种开关，使得除短的切换过渡期间之外，快速电 容器Cl与C2中的一个快速电容器总是通过开关连接至输出Vout。放电电流IO和再充电 电流Il的值由包括放大器4的反馈回路决定，其中Vout作为放大器4的倒相输入并且导 体6上的电压Vref作为其同相输入。如果包括受控电流源10、Il和运算放大器14的各种部件是理想的，则放电电流IO 和再充电电流Il等于负载电流Iy并且Vout在快速电容器的放电过程期间大致恒定(除 相对小的波纹电压分量以外)。这是因为由于快速电容器Cl和C2中的每个交替地连接至 电荷泵输出导体3，并通过放电电流IO从受控电流源7向负载19放电，同时另一快速电容 器由来自受控电流源9的相同量的电流Il再充电，所以包括反馈放大器4和受控电流源7 和9的反馈回路调节IO和II，以便使Vout精确地等于Vref。通常，外部振荡器IOA用于使得快速电容器Cl和C2的“交换”以正好高于上述包 括输入末端电流源26的运算放大器(未示出)的带宽的频率发生。快速电容器Cl和C2 的“交换”指的是它们的功能从以Il再充电到以IO放电的交替切换。然而，前述技术从功率效率的观点是不理想的，因为快速电容器的交换频率需要 基于快速电容器Cl和C2、VDD、和负载电流L最坏情况的值。在相位Fl和F2之间的切换 过渡期间，电荷泵1消耗用于对MOS晶体管(未示出)的开关栅极电容再充电的能量，所述 MOS晶体管通常用于实现开关S1、S2、…S8,并且对与快速电容器Cl和C2相关的寄生电容 Cpl和Cp2再充电。因此，电荷泵电路IB的功率消耗与相位信号Fl和F2的频率成正比，并与快速电 容器Cl和C2的电容成反比。在包括图1的现有技术电荷泵IB的现有产品中，相位信号Fl与F2的脉冲之间的 切换通常由外部振荡器IOA控制。外部振荡器IOA的频率通常必须为以下最坏情况的组合 选择电源值、电荷泵负载电流值、以及片上频率设定电阻器和电容器的高电阻和电容，其 中片上频率设定电阻器和电容器通常由于过程参数的变化而在值上具有至少15%的变化。当与快速电容器相关的寄生电容Cpl或Cp2充电时，当前正由放电电流IO放电的 快速电容器的底板电压Vcl或Vc2升高，但底板电压Vcl或Vc2不能超过VDD。根据负载电 流l·、电荷泵电源电压、和Vout的最坏情况值选择快速电容器Cl和C2最坏情况的电容值。实际上，在各种电路参数标称值的情况下，快速电容器的值必须为电荷泵操作所 需的值的至少两倍。每当快速电容器功能被有效地交换时，因为需要对寄生电容Cpl或Cp2 中的一个再充电，所以损失或浪费一些能量。实际上损失的是对寄生电容Cpl或Cp2再充 电所需的电流。因此，希望电容器交换频率尽可能地小，并且还希望通过使快速电容器尽可 能地小来减少集成电路芯片面积和成本，并且还希望通过使快速电容器的电容尽可能地小 来减小它们的寄生分量Cpl和Cp2。因此，需要改进电荷泵电路，使其具有低的噪声特性，并且比现有电路更有效地操 作和需要更小的集成电路芯片面积。
发明内容
本发明的目的是提供一种改进的集成电路电荷泵电路，其比具有可比较的低噪声 性能的最接近现有技术的电荷泵电路更有效地操作。本发明的另一目的是提供一种改进的集成电路电荷泵电路，其需要比具有可比较 的低噪声性能的最接近现有技术的电荷泵电路更小的集成电路芯片面积。简要地描述，并根据一个实施例，本发明提供电荷泵电路(30)，其借助于对产生 第一(Fl)和第二(F2)互补相位信号的触发器(22)进行驱动的比较器(20)，电荷泵电路 (30)将电流模式电荷泵(IB)中的第一(Cl)和第二(C2)快速电容器的底板电压与基准值 (Vdd-V28)相比较。第一和第二相位信号控制快速电容器的切换，以确定快速电容器的交换 频率正好低到足以防止将快速电容器放电到输出导体(3)中的放电电流源(IO)的饱和。在一个实施例中，本发明提供电荷泵电路(30)，其包括电流模式电荷泵电路 (IB)，该电流模式电荷泵电路(IB)具有响应反相的第一(Fl)和第二(F2)相位信号操作 的第一(Cl)和第二(C2)快速电容器和各种相关的开关、第一(7)和第二(9)受控电流源 和反馈放大器(4)，所包括的全部器件耦联以便产生升压输出电压(Vout)。自激振荡电路 (IOB)包括比较电路(20)，其具有第一输入、第二输入和输出(V21)；触发器电路(22)，其 具有耦联至比较电路(20)的输出(V21)的时钟输入(21)；和分别产生第一(Fl)、第二 (F2) 相位信号的第一输出和第二输出。电流模式电荷泵电路(IB)产生表示在第一(Cl)和第二 (C2)快速电容器上交替产生的第一(Vcl)和第二(Vc2)底板电压的放电信号(VDISQIAK;E)。 比较电路输出(V21)指示第一(Vcl)和第二(Vc2)底板电压接近位于电荷泵电路(30)的第 一电源电压(Vdd)的预定电压(V28)的时间。比较电路(20)的第一输入⑴接收放电信号
(Vdischarge) ο在描述的实施例中，比较电路包括比较器(20)和耦联在比较电路(20)的第二输 入(-)与第一电源电压(Vdd)之间的电压源(28)。触发器电路(22)被配置为执行二分频 功能。在描述的实施例中，电压源(28)产生大小足以防止第一受控电流源(7)的饱和的 电压。自激振荡电路(IOB)由第一电源电压(Vdd)和LDO(低压差输出)调节器(11)供电。在一个实施例中，本发明提供一种用于操作电荷泵电路(30)以产生升压输出信 号(Vout)的方法，包括借助于比较电路(20)将在电流模式电荷泵(IB)中产生的放电信 号(VDIS_eE)与基准值(Vdd-V28)相比较，以便产生具有分别指示放电信号(VDIS_eE)上升超 过基准值(Vdd-V28)的时间和放电信号(Vdisqiak;e)下降低于基准值(Vdd-V28)的时间的边缘的 输出信号(V21),放电信号(Vdischaege)表示在电流模式电荷泵(IB)的第一 (Cl)和第二 (C2) 快速电容器上交替产生的第一(Vcl)和第二(Vc2)底板电压；将比较电路(20)的输出信号 (V21)施加至触发器(22)的输入；借助于触发器(22)产生第一 (Fl)和第二 (F2)互补相位 信号；以及将第一(Fl)和第二(F2)相位信号施加至控制操作第一(Cl)和第二(C2)快速 电容器的各种开关的控制电极，以便产生放电信号(VDIS_eE)。基准值(Vdd-V28)大致使第一 相位信号(Fl)的频率最低，并且还避免电流模式电荷泵(IB)的受控电流源(10)的饱和。在一个实施例中，本发明提供电流模式电荷泵电路(30)，包括装置(20)，其借助 于比较电路(20)将在电流模式电荷泵(IB)中产生的放电信号(VDISQIAK;E)与基准值(Vdd-V28)相比较，以便产生指示放电信号(VDIsaiAKeE)上升超过基准值(Vdd-V28)的时间和放电信号 (Vdischaege)下降低于基准值(Vdd-V28)的时间的输出信号(V21),放电信号(VDIseHAKeE)表示在电 流模式电荷泵(IB)的第一(Cl)和第二(C2)快速电容器上交替产生的第一(Vcl)和第二 (Vc2)底板电压；响应于比较电路(20)的输出信号(V21)产生第一 (Fl)和第二 (F2)互补 相位信号的装置(22)；以及如下装置，其用于将第一(Fl)和第二(F2)相位信号施加至控 制第一(Cl)和第二(C2)快速电容器的电路连接的各种开关(Sl、2-8)的控制电极，以便 产生放电信号(VDISQIAK;E)，从而确定电流模式电荷泵(IB)的快速电容交换频率。
图1是现有技术的电荷泵电路的示意图(现有技术)。图2是根据本发明的自激振荡电荷泵电路的示意图。图3是对图2的理想自激振荡电荷泵电路的操作的细节进行指示的时序图。
具体实施例方式本发明提供一种通过提供差动电流模式的电荷泵电路产生精确的片上低噪声电 压源的能量有效方式，其中快速电容器的交换是基于当前正被放电的快速电容器的底板电 压(即现有技术图1中的￥___)。得到的“自激振荡”为电荷泵电路上任何特定的负载和 任何特定的电源电压确保最低可能的快速电容器交换频率。图2示出包括自激振荡电荷泵30的集成电路，该自激振荡电荷泵30的输出电压 Vout能经由导体3施加到片上应用电路26，诸如上述运算放大器的末端电流源。自激振荡 电荷泵30包括现有技术的图1的电流模式电荷泵IB和相位信号产生电路IOB以外还，该 相位信号产生电路IOB包括比较电路。比较电路可以是包括内置偏置电路的比较器。替代 性地，比较电路可包括比较器20，该比较器20在其(-)输入耦联至具有连接至Vdd的(+)端 子的电压源28的㈠端子的情况下耦联在Vdd与Vss之间。电源电压Vss可施加至图1的电流模式电荷泵IB的导体2，或者替代性地可将调 节基准电压Vura施加至导体2。Vuw可由连接在Vdd与Vss之间的常规LDO(低压差输出)电 压调节器11产生。LDO电压调节器11可在集成电路芯片IA外部，或者其可与自激振荡电 荷泵30 —起被包括在相同的集成电路芯片中。LDO电压调节器11的使用减少传播至输出 Vout的时钟信号泄露噪声的量(每当在电荷泵IB中发生快速电容器的切换，则大的电流脉 冲流过电源电压Vdd的源，并由于寄生电阻和集成电路丝焊电感产生电源波纹电压。电源波 纹电压通过电荷泵电路传播，并在电荷泵输出信号Vout上产生不合需要的噪声分量)。连接比较器20的⑴输入以接收在导体12 (图1)上由电流模式电荷泵IB产生 的放电电压V
DISCHARGE0 比较器20在导体21上产生输出信号V21，其中如果V
DISCHARGE J 于Vdd减
去电压源28的电压V28，则V21为“0”，如果Vdischaege大于Vdd减去电压源28的电压V28，则V21 为“1”。V21施加至D型触发器22的时钟输入。触发器22的Q输出产生相位信号F1，该相 位信号Fl施加至如图1所示的电流模式电荷泵IB的各种开关的控制电极。触发器22的 输出产生相位信号F2，该相位信号F2连接至如图1所示的电流模式电荷泵IB的各种开关， 并且还连接至触发器22的D输出，从而使该触发器22用作正边缘触发二分频电路。通过如下方式降低图2的电荷泵30的功率消耗强制其对于任何特定的电路参
7数、诸如VDD、负载电流Ip和包括上述末端电流源的上述运算放大器的带宽，以最低可能的 工作频率自激振荡。快速电容器的放电和再充电功能的各交换发生的瞬间由当前通过开关 S4或S8耦联至Vout导体3的快速电容器的底板处的电压Vcl或Vc2限定。也就是说，各 交换发生的瞬间由导体12上的电压Vdisqiak;e限定，该导体12通过开关Sl或S5耦联至当前 耦联至Vout的快速电容器的底板。V28具有电流源IO变得接近于饱和并且不能再输送电流的值。因此，当Vdisqiak;e接 近Vdd-V28时，电流源IO倾向于饱和，并因此不再能精确地输送负载电流和精确地维持Vout 等于Vref。因此，本发明提供一种以保持自激振荡电荷泵30的精确度的方式、以最低交换 频率交换快速电容器Cl和C2的功能的方法。具体地，由于在VDIseHAK;E比大约150毫伏更接近Vdd时受控电流源7不能精确地提 供放电电流10，所以在自激振荡电荷泵30中，只有当快速电容器Cl和C2相应的底板电压 Vcl和Vc2增加到V28，例如增加到低于正轨电压Vdd的150毫伏时，才交换快速电容器Cl和 C2的功能。当开关Sl或S5闭合时，切换快速电容器Cl和C2的底板以在导体12上产生放 电电压VDIsaM(;E，以便在放电电流源7开始饱和之前使快速电容器Cl和C2的放电功能和再 充电功能交换。比较器20比较当前正被IO放电的快速电容器Cl或C2的底板的放电电压 VdiscHAEGE'使得当VDIS_eE超过Vdd-150毫伏时，V21从“0”电平变为“ 1”电平。这使触发器22 改变状态，从而使相位信号Fl和F2的互补逻辑电平反向。这继而切换快速电容器Cl与C2 的连接，以便交换它们放电和再充电的功能。例如，当快速电容器C2在当前F2脉冲结尾几乎完全放电时，则将其顶板18与 Vout导体3断开并通过开关S7连接，以便经由导体15从再充电电流源9接收再充电电流 II。同时，电容器C2的底板17通过开关S6连接至V·。基本与此同时，快速电容器Cl的 顶板14通过开关S4连接至Vout，并且其底板13通过开关Sl连接，以便经由导体12从放 电电流源7接收放电电流10。于是，如图3的VDISCHAK;E波形的Vcl部分所指示的，放电电流 IO开始对寄生电容Cpl充电并从而电容器Cl放电到Vout导体3中，直到电容器Cl几乎完 全被放电，并且VDISQM(;E上升至Vdd-150毫伏为止。这继而使比较器20的输出V21从“O”电 平变为“1”电平。这导致触发器22使相位信号Fl和F2的逻辑电平反转，从而使快速电容 器Cl和C2的放电功能和再充电功能反转。因此，除了在互补相位信号Fl和F2的脉冲的短的切换过渡期间外，放电电流IO 总是同时地使两个快速电容器中的一个放电，而再充电电流Il总是对另一快速电容器再 充电，并且反馈放大器4连续地确定和控制为保持Vout等于Vref所需的相等电流IO和Il 的值。因此，在每个Vdisqiak;e变成等于Vdd_150毫伏的瞬间，比较器20的输出V21从“O”变 为“1”电平，从而强制触发器22改变其状态。这使先前再充电的快速电容器的底板连接在 Vout之间，并使放电电流源IO使该快速电容器放电到Vout导体3中，并且还使另一快速电 容器的底板连接在再充电电流源Il与Vura之间，以对后一电容器再充电。例如，假定快速电容器Cl由通过开关Sl流入寄生电容Cpl并流入电容器Cl的底 板13的IO放电，以便通过强制存储在电容器Cl中的电荷通过开关S4进入Vout导体3来 升压Vcl到VDD，并因此还因为开关Sl闭合升压Vdischak;e到VDD，如图3中的附图标记40所 示。然后，快速电容器C2的底板17通过开关S6连接至Vura，并且11同时通过开关S7对C2再充电。当Vdischaege达到图3中的点41所示的Vdd-150毫伏时，比较器20的输出V21如图3 中的上升脉冲沿42所指示的快速地从“0”变为“1”电平，以便使触发器22改变状态，并如 图3中在点45和46处所示的使相位信号Fl和F2的逻辑电平反转。相位信号Fl和F2这 些新的电平断开开关Si、S4、S6和S7，并闭合开关S2、S3、S5和S8，从而通过开关S2使快 速电容器Cl的底板13连接至Vuw和通过开关S3使电容器Cl的顶板14连接至II，并从而 使Cl再充电。C2的底板17通过开关S5连接至10，并且顶板18通过开关S8连接至Vout 导体3。也就是，快速电容器Cl和C2的放电功能和再充电功能被交换。因此，如图3中的附图标记50所示，VDIseHAK;E快速下降到V·。同时，在对寄生电容 Cp2充电和通过Il对Cl再充电时，快速电容器C2通过电流IO放电到Vout。这使Vc2朝 Vdd上升，这种情形导致VDISQM(;E也如图3中的附图标记51所指示的朝Vdd上升，直到Vdisqiak;e 达到点52所示的Vdd-150毫伏为止。这使V21重新从“0”电平变为“1”电平，如附图标记55 所示，以便使触发器22再次改变状态，从而再次反转相位信号Fl和F2的逻辑电平，从而再 次交换Cl和C2的放电功能和再充电功能。只要自激振荡电荷泵30继续被供电，相同的过程就继续被重复。在图3中还示出 Vout的低振幅噪声假信号时序。因此，只有当需要通过确保电流源7不饱和来维持精确地电荷泵操作时，才交换 电荷泵30的快速电容器Cl和C2，从而基本上使快速电容器交换的频率最小，从而降低图2 的电荷泵30总的功率消耗。如果导体2上的初始电压Vura接近于正轨，则A2的电路不会起动。为了避免该问 题，触发器22的时钟输入可耦联至合适的电路，该电路在经过明显大于自激振荡电荷泵30 最坏情况的正常操作周期的一定量的时间之后强制该触发器22改变状态。例如，如果图2 的自激振荡电路IOB由于导体2上的电压太接近于Vdd而变得“卡住”，则可以各种方式强制 触发器22改变状态，因此，其继续自激振荡。例如，可使用低频振荡器(未示出)确保触发 器22在经过预定的时间间隔之后改变状态，并且可将与或(AND/OR)门等耦联在比较器20 的输出V21与触发器22的时钟输入之间，使得如果V21在预定的时间间隔之内不从“0”电平 切换至“1”电平，则上述低频振荡器使触发器22改变状态，从而启动电荷泵电路30自建的 自激振荡。本发明提高了电路操作效率并且减少集成电荷泵电路所需的芯片面积。尽管参考本发明若干特定的实施例描述本发明，但本领域的技术人员能够在不偏 离本发明的真实范围的情况下对本发明所描述的实施例进行各种改变。意欲与权力要求中 所陈述的非实质不同的但分别以基本相同的方式执行基本相同功能以实现与权利要求要 求保护的相同结果的所有元件或步骤落入本发明的范围。当然，由图2的集成电路IOB产 生的升压输出电压Vout可用于除控制末端电流源以外的用途。恒定电压源5和28可具有 不是此所公开的值的合适值。
权利要求
电荷泵电路，包括(a)电流模式电荷泵电路，其包括响应反相位的第一和第二相位信号可操作的第一和第二快速电容器和各种相关的开关、第一和第二受控电流源和反馈放大器，所述电流模式电荷泵电路包括的器件全部耦联以便产生升压输出电压；(b)自激振荡电路，包括(1)比较电路，其具有第一输入、第二输入和输出，(2)触发器电路，其具有耦联至所述比较电路的输出的时钟输入和分别产生所述第一相位信号、第二相位信号的第一输出和第二输出，(3)所述电流模式电荷泵电路产生表示在所述第一和第二快速电容器上交替产生的第一和第二底板电压的放电信号，以及(4)所述比较电路输出指示所述第一和第二底板电压接近所述电荷泵电路的第一电源电压的预定电压范围内的时间，耦联所述比较电路的所述第一输入以接收所述放电信号。
2.根据权利要求1所述的电荷泵电路，其中，所述比较电路包括比较器和耦联在所述 比较电路的所述第二输入与所述第一电源电压之间的电压源。
3.根据权利要求1所述的电荷泵电路，其中，所述升压输出电压被施加到与所述电荷 泵电路相同的集成电路芯片上的应用电路；并且其中所述应用电路包括需要由比所述第一 电源电压高的升压偏置电压偏压的运算放大器末端电流源。
4.根据权利要求1所述的电荷泵电路，其中，所述触发器电路是边缘触发D型触发器； 并且其中所述D型触发器是配置为执行二分频功能的主从触发器。
5.根据权利要求2所述的电荷泵电路，其中，所述电压源产生近似150mV的电压。
6.根据权利要求1所述的电荷泵电路，其中，所述电流模式电荷泵包括耦联至所述反 馈放大器的第一输入的第一电压源，所述反馈放大器的第二输入耦联至所述升压输出电 压，所述电流模式电荷泵包括第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七和第八开关、耦联在 所述第一电源电压与传导所述放电信号的第一导体之间的第一受控电流源，所述比较电路 的输出耦联到所述第一和第二受控电流源的控制端子，所述第一开关耦联在所述第一导体 与耦联到所述第一快速电容器的底板的第二导体之间，所述第二开关耦联在所述第二导体 与基准电压之间，所述第三开关耦联在第三导体与第四导体之间，所述第三导体耦联至所 述第一快速电容器的顶板，所述第二受控电流源耦联在所述第一电源电压与所述第四导体 之间，所述第四开关耦联在所述第三导体与所述升压输出电压之间，所述第五开关耦联在 所述第一导体与耦联至所述第二快速电容器的底板的第五导体之间，所述第六开关耦联在 所述第五导体与所述基准电压之间，所述第七开关耦联在所述第四导体与耦联至所述第二 快速电容器的顶板的第六导体之间，所述第八开关耦联在所述第六导体与所述升压输出电 压之间。
7.根据权利要求6所述的电荷泵电路，其中，所述第一、第四、第六和第七开关的控制 电极被耦联到所述第一相位信号，并且其中所述第二、第三、第五和第八开关的控制电极被 耦联到所述第二相位信号。
8.一种用于操作电荷泵电路以产生升压输出信号的方法，包括(a)通过比较电路比较电流模式电荷泵中产生的放电信号与基准值，以产生具有分别 指示所述放电信号上升超过所述基准值的时间和所述放电信号下降低于所述基准值的时间的边缘的输出信号，所述放电信号表示在所述电流模式电荷泵的第一和第二快速电容器 上交替产生的第一和第二底板电压；(b)将所述比较电路的输出信号施加到触发器的输入；(C)通过所述触发器产生第一和第二互补相位信号；以及(d)将所述第一和第二相位信号施加到控制操作所述第一和第二快速电容器的各种开 关的控制电极，以便产生所述放电信号。
9.根据权利要求8所述的方法，包括提供所述基准值，以便大致使所述第一相位信号 的频率最低，并且还避免所述电流模式电荷泵的受控电流源的饱和。
10.根据权利要求8所述的方法，包括提供电源电压和由LDO电压调节器，即低压差输 出电压调节器，产生的基准电压，以向所述电荷泵电路供电。
11.根据权利要求10所述的方法，包括将所述升压输出电压施加到所述电流模式电荷 泵的反馈放大器的反相输入，和将等于所述电源电压与预定的恒定电压的和的升压基准电 压施加到所述电流模式电荷泵的反馈放大器的同相输入。
12.电流模式电荷泵电路，包括(a)装置，其通过比较电路比较电流模式电荷泵中产生的放电信号与基准值，以产生指 示放电信号上升超过基准值的时间和放电信号下降低于基准值的时间的输出信号，所述放 电信号表示在所述电流模式电荷泵的第一和第二快速电容器上交替产生的第一和第二底 板电压；(b)用于响应所述比较电路的输出信号产生第一和第二互补相位信号的装置；以及(c)装置，其将所述第一和第二相位信号施加到控制所述第一和第二快速电容器的电 路连接的各种开关的控制电极，以产生所述放电信号，从而确定所述电流模式电荷泵的快 速电容交换频率。
全文摘要
借助于对产生第一(F1)和第二(F2)互补相位信号的触发器(22)进行驱动的比较器(20)，电荷泵电路(30)将电流模式电荷泵(IB)中的第一(C1)和第二(C2)快速电容器的底板电压与基准值(VDD-V28)相比较。第一和第二相位信号控制快速电容器的切换，以确定快速电容器的交换频率正好低到足以防止将快速电容器放电到输出导体(3)中的放电电流源(I0)的饱和。
文档编号H03L7/093GK101926079SQ200980103122
公开日2010年12月22日 申请日期2009年1月23日 优先权日2008年1月25日
发明者T·简吉克, V·V·伊万诺夫 申请人:德克萨斯仪器股份有限公司