专利名称：一种张弛型压控振荡器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种振荡器，尤其涉及一种张弛型压控振荡器，用于锁相环路(PLL) 中。
背景技术：
在现代通信系统中，锁相环(PLL)已经因其突出的通用性(普适性、适用性)而变 得无处不在。所谓锁相环，是一种反馈控制电路，利用外部输入的参考信号控制环路内部振 荡信号的频率和相位，当输出信号的频率与输入信号的频率相等时，输出电压与输入电压 保持固定的相位差值，即输出电压与输入电压的相位被锁住，主要由鉴相器、环路滤波器和 压控振荡器组成，其中压控振荡器为核心部件，其作用为产生一个振荡频率和控制电压有 某种函数关系的周期信号，作为整个锁相环的输出。常用的振荡器主要分为环形振荡器，调谐振荡器和张弛振荡器(又叫RC振荡器)。 环形振荡器由于结构简单而被广泛的使用，但是这种振荡器功耗较高，相位噪声大，调节范 围窄。调谐振荡器在集成电路中很少被使用，主要是因为目前的集成电路工艺很难做到高 质量的电感，而且这种振荡器只有在某一固定频率下才具有很高的Q值，在其它频率下Q值 会快速地衰减，这势必会影响控制电压与输出频率的线性度。张弛振荡器的原理则是利用 电流周期性地对储能元件进行充放电来完成振荡。这种振荡器具有结构简单，容易控制，线 性度高，能产生锯齿波和方波等优点。现有的大部分张弛振荡器的原理图如图1所示为了控制充放电过程的转换，利 用电压比较器来实现。工作过程如下假设开始时IJ^Ct充电，比较器比较Ct上电压值与 Veefi的大小，当Ct上电压值大于Vkefi时，比较器翻转，控制逻辑打开另外一对开关，电容器 Ct处于放电状态，放电电流为I2，直至Ct上电压值小于Vkef2时，比较器再次翻转，这样就完 成了一个周期的振荡。可以通过控制电容器的Ct充放电电流I” I2来控制振荡周期，但是 这种振荡器需要外部产生精确的参考电压值完成比较振荡，不能产生差分输出，而且在高 频时，由于门的延迟，致使线性度下降。图2所示的张弛型振荡器是实现图1原理的最为传统的结构，它结构简单，但是需 要两个电流源，由于工艺一致性等问题，很难做到这两个电流源的完全匹配，工作频率也不
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发明内容
本发明目的是提供一种张弛型压控振荡器，通过结构的改进，可提高振荡器的振 荡频率和调节范围，且频率稳定，线性度好，同时具有差分输出，适用于射频领域。为达到上述目的，本发明采用的技术方案是一种张弛型压控振荡器，主要由一充 电电容、开关管组件、一比较电路、充电电流源及逻辑控制电路连接构成，所述充电电流源 是一个；所述开关管组件由第一、第二两组4个开关管构成，每组2个开关管中的一个开关
3管控制端与振荡器输出端连接，另一开关管的控制端与所述逻辑控制电路的输出端连接， 每组中的2个开关管与所述充电电容连接，第一、第二组开关管的一端触点分别并接于所 述充电电流源上，另一端触点分别经一电阻器并接于电源\c上，所述逻辑控制电路的两输 入端亦分别并接于对应的该两触点上；所述比较电路由一交叉耦合对管构成，并接于所述充电电容的正负两端上；所述 交叉耦合对管包括第一钳位管与第二钳位管，所述第一钳位管的输入端与第二钳位管的输 出端连接，所述第二钳位管的输入端与第一钳位管的输出端连接。上述技术方案中，所述充电电容、充电电流源及逻辑控制电路可采用现有技术，所 述开关管组件由第一、第二两组4个开关管连接构成，2个一组，一组中的一个开关管控制 端信号来自振荡器输出端，另一个开关管的控制端接逻辑控制电路的输出端，所述充电电 容并接于两组开关管之间，当一组开关管闭合导通后，便为充电电容充电，当达到比较电路 的比较条件，另一组开关管被导通，前一组被关闭，充电电流方向改变，完成一个周期的振 荡。所述比较电路由第一、第二钳位管连接构成一交叉耦合对管实现，所述第一、第二钳位 管可采用半导体三极管来实现，两管的输入端与输出端相互交叉连接，以一个钳位管的导 通电压作为充电电容的比较电压，当超过导通电压，钳位管导通将另一组开关管瞬间短路， 实现电平翻转；由于钳位三极管的导通电压较低，因而翻转周期短，振荡频率得到提高，同 时比较电路的比较电压采用钳位管的导通电压，保证输出的稳定性。上述技术方案中，所述钳位管由三极管构成，第一三极管与第二三极管基极和发 射极相互交叉连接，所述第一、第二三极管的集电极分别并接于所述逻辑控制电路的输入 端上。上述技术方案中，所述逻辑控制电路的两输出端上分别并接一正反馈支路，所述 正反馈支路的另一端分别交叉并接于所述充电电容的相应端上，每一正反馈支路由反相器 与电阻并联构成。两路所述正反馈支路是交叉加在充电电容与逻辑控制输出之间，作用类 似于CML (Current Mode Logic)到CMOS逻辑转换的功能，其主要目的是减小输出方波的上 升时间和下降时间，使输出频率更加稳定，使输出波形更加陡峭，更加完美。可以通过改变 其反馈电阻来调整它们的反馈深度。上述技术方案中，所述充电电流源由一恒定电流源和一受控电流源并联构成，所 述恒定电流源由第三三极管及一与第三三极管发射极连接的第一发射极偏置电阻连接构 成，所述受控电流源由第四三极管与第四三极管发射极连接的偏置电路构成，所述偏置电 路由复合管偏置电路与第二发射极偏置电阻并联构成，所述复合管偏置电路由第五、第 六三极管与复合管偏置电阻连接构成，所述第四三极管的基极接入控制电压，所述第三、第 四三极管的集电极并联构成所述充电电流源。当加载于第四三极管基极的控制电压较大 时，通过增加复合管偏置电路的控制电流来提高振荡频率(并不改变控制电压大小)，有利 于在高频时提高控制电压与振荡频率的线性度。由于上述技术方案运用，本发明与现有技术相比具有下列优点1.本发明中比较电路由两个钳位管组成的交叉耦合对管实现，以半导体管的导通 电压为比较电压，当充电电容电压大于导通电压后，两组开关工作状态互换，电平翻转，由 于半导体管的导通电压较小，使得振荡周期短，振荡频率得到提高，避免以往两个电流源的 比较方式，振荡频率更为稳定，线性度好；
2.逻辑控制电路的两输出端与充电电容之间交叉加一正反馈支路，减小输出方波 的上升时间和下降时间，使输出频率更加稳定，输出波形更加陡峭，更加完美；3.充电电流源一个，由4个三极管及3个偏置电阻连接构成，根据控制电压的大小 决定三极管、偏置电阻的接入数，有利于在高频时提高控制电压与振荡频率的线性度；4.本发明结构简单，调节范围大，具有很高的工艺一致性，实现起来较为简单。
图1是本发明背景技术的电路原理图；图2是本发明背景技术的电路结构示意图；图3是本发明实施例一的电路原理图；图4是本发明实施例二的电路结构示意图。
具体实施例方式下面结合附图及实施例对本发明作进一步描述实施例一参见图3所示，一种张弛型压控振荡器，包括一充电电容、开关管组件、 一比较电路、充电电流源及逻辑控制电路连接构成包括一个所述充电电流源；所述开关 管组件由第一、第二两组4个开关管S1 S4构成，第一组开关管为Sp S4，第二组开关管为 S2, S3，其中开关管Si、S2的控制端与逻辑控制电路的输出端连接，开关管S3、S4的控制端与 振荡器输出端VM、Vffi连接，每组中的2个开关管为串联，第一、第二组开关管的一端触点分 别并接于所述充电电流源上，另一端触点分别经一电阻器并接于电源Vrc上，所述逻辑控制 电路的两输入端亦分别并接于对应的该两触点上，分别得到VA、Vb两点电位；所述充电电 容Ct的正负两端分别连接于所述第一、第二组开关管上(S2和S3之间、同时也在S1和S4之 间)；所述比较电路由一交叉耦合对管构成，并接于所述充电电容Ct的正负两端上；所述交 叉耦合对管包括第一钳位管与第二钳位管，所述钳位管由三极管QpQ2构成，第一三极管Q1 与第二三极管Q2基极和发射极相互交叉连接，所述第一、第二三极管的集电极分别并接于 所述逻辑控制电路的输入端上，即获得\、\两点电位；所述逻辑控制电路的两输出端上分 别并接一正反馈支路，所述正反馈支路的另一端分别交叉并接于所述充电电容Ct的相应端 上，每一正反馈支路由反相器与电阻并联构成。其工作原理如下，参见图3所示刚上电时电路各部件都处于平衡状态，所有交叉耦合对管以及开关管都处于 “高” “低”电平之间的中间状态。但是，由于某不确定的干扰使得电路的这种平衡很快被打 破，造成振荡器的输出端Vra和一个处于高电平，一个处于低电平(这里的高、低电平是 相对值，取决于电路中具体的参数设置和所要驱动的其它电路而定)。假设Vra =“1”(高 电平，下同)，V02 = “0” (低电平，下同)，则第一组开关管S” S4导通，第二组开关管S2, S3 截止，Va = “0”，Vb = “1”，电流由Vcc经过R1, S1对充电电容Ct的正相端(设左端CT为正 相端，右端为反相端)充电，与此同时电容器(^的反相端通过S4放电，充放电的电流都等于 电流源的值I。造成电容Ct正相端的电位不断上升，反相端的电位不断下降，由于原来处 于平衡状态时电容器两端的电压值是相等的，只要它们电压值的差小于Q2的Vbe，这种状态 就会继续维持。
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当电容器两端的电压差稍微大于Vbe时(由半导体器件知识可知，这种大于是很微 小的，一般情况下我们认为只要大于Vbe —个Vt就可以了)，第二三极管Q2导通，把V。。经过 R1A、到Ct的充电通路瞬间短路，电流则由Vcc经R2、S4流向I1。所以Vb =“0”;经过控制逻 辑，V02 = “1”，S1关闭，S3导通;VA = “1” ；经过控制逻辑电路，V01 = “0”，S2导通，S4关闭， 这样就完成了一个振荡过程的半个周期交替。在图3中，双极型晶体管仏和02的基极和发射极相互交叉连接，这样做的目的是 使得充电电容Ct两端的最大电压差值精确的控制在Vbe之内(一般情况下三角波的幅值在 一个Vbe已经足够了)，提高振荡器的振荡频率的同时保证输出的稳定性，正如前所述，只要 Ct两端的电压差超过Vbe，钳位管立即工作，使振荡器的电平发生翻转。在图3中，G1和G2是交叉加在Ct与控制逻辑之间的一个正反馈支路，作用类似于 CML (Current Mode Logic)到CMOS逻辑转换的功能，其主要目的是减小输出方波的上升时 间和下降时间，使输出频率更加稳定，使输出波形更加陡峭，更加完美。可以通过改变其反 馈电阻器来调整它们的反馈深度。实施例二 参见图4所示，将本发明用于电视接收机中频锁相环解调器中，为了实 现高速振荡，且具有好的线性度，所有耦合管及开关管都采用双极型晶体管。核心部分是由305构成，Q6、Q7、Q1(1、Qn是四个开关管，08、09为钳位管，控制电流源 是由Q12 Q15、Rio R12组成；控制逻辑由309和311组成，309是一对反向器，311是缓冲 器，同时具有电平平移的功能；303为一对反向器；305即为实现图3中的Gp G2的电路；电 阻R6和R7是Qltl和Q11的基极偏置电阻，改变它们值可以调整的静态工作点，使得它们完全 处于“开”或者“关”的状态，同时要保证A点有适当的电压值(这个电压值将直接影响到 VCO控制电压的范围)，Ct两端的三角波处在合理的电压范围内。其工作过程如实施例一所述，不同点在于所述充电电流源由恒定电流源和受控 电流源并联构成，所述恒定电流源由第三三极管Q12及一与第三三极管Q13发射极连接的第 一发射极偏置电阻Rltl连接构成，所述受控电流源由第四三极管Q13与第四三极管Q13发射极 连接的偏置电路构成，所述偏置电路由复合管偏置电路与第二发射极偏置电阻R11并联构 成，所述复合管偏置电路由第五、第六三极管Q14、Q15与复合管偏置电阻R12连接构成，所述 第三三极管Q12的基极接入基准电压Vb2，所述第四三极管Q13的基极接入控制电压Vm，所述 第三、第四三极管Q12、Q13的集电极并联构成所述充电电流源。参见图4所示，控制电压Vm 是加在晶体管Q13基极上的，当控制电压较小时，BP, Vctl < 3Vbe时，Q14与Q15是不导通的，所 以307的尾电流Ictl = I3+I4 = (Vb2-VBE) /R10+ (Vctl-Vbe) /R11当控制电压Vm > 3Vbe时，则Q14和Q15导通，R12上有电流流过，则307的尾电流为Ictl = I3+I4 = (Vb2-VBE) /R10+ (Vctl-Vbe) /R11+ (Vctl-3Vbe) /R12对比发现，当控制电压较大时，通过增加一路控制电流来提高振荡频率(并不改 变控制电压大小)，有利于在高频时提高VCO控制电压与振荡频率的线性度。
权利要求
一种张弛型压控振荡器，主要由一充电电容、开关管组件、一比较电路、充电电流源及逻辑控制电路连接构成，其特征在于所述充电电流源是一个；所述开关管组件由第一、第二两组4个开关管构成，每组2个开关管中的一个开关管控制端与振荡器输出端连接，另一开关管的控制端与所述逻辑控制电路的输出端连接，每组中的2个开关管与所述充电电容连接，第一、第二组开关管的一端触点并接于所述充电电流源上，另一端触点分别经一电阻器并接于电源VCC上，所述逻辑控制电路的两输入端亦分别并接于对应的该两触点上；所述比较电路由一交叉耦合对管构成，并接于所述充电电容的正负两端上；所述交叉耦合对管包括第一钳位管与第二钳位管，所述第一钳位管的输入端与第二钳位管的输出端连接，所述第二钳位管的输入端与第一钳位管的输出端连接。
2.根据权利要求1所述的张弛型压控振荡器，其特征在于所述钳位管由三极管构成， 第一三极管与第二三极管基极和发射极相互交叉连接，所述第一、第二三极管的集电极分 别并接于所述逻辑控制电路的输入端上。
3.根据权利要求1所述的张弛型压控振荡器，其特征在于所述逻辑控制电路的两输 出端上分别并接一正反馈支路，所述正反馈支路的另一端分别交叉并接于所述充电电容的 相应端上，每一正反馈支路由反相器与电阻并联构成。
4.根据权利要求1所述的张弛型压控振荡器，其特征在于所述充电电流源由一恒定 电流源和一受控电流源并联构成，所述恒定电流源由第三三极管及一与第三三极管发射极 连接的第一发射极偏置电阻连接构成，所述受控电流源由第四三极管与第四三极管发射极 连接的偏置电路构成，所述偏置电路由复合管偏置电路与第二发射极偏置电阻并联构成， 所述复合管偏置电路由第五、第六三极管与复合管偏置电阻连接构成，所述第四三极管的 基极接入控制电压，所述第三、第四三极管的集电极并联构成所述充电电流源。全文摘要
本发明公开了一种张弛型压控振荡器，主要由一充电电容、开关管组件、一比较电路、充电电流源及逻辑控制电路连接构成，其特征在于设有一个所述充电电流源，所述充电电流源由一恒定电流源和一受控电流源并联构成；所述开关管组件由第一、第二两组4个开关管构成，所述充电电容连接于所述第一、第二组开关管中，所述比较电路由一交叉耦合对管构成，并接于所述充电电容的正负两端上；所述交叉耦合对管包括第一钳位管与第二钳位管，所述第一钳位管的输入端与第二钳位管的输出端连接，所述第二钳位管的输入端与第一钳位管的输出端连接。本发明采用半导体管的导通电压作为比较电压，通过改善受控电流源的结构使振荡频率得到提高，且线性度高，采用一个电流源，避免工艺一致性问题，实现起来较为简单。
文档编号H03L7/099GK101977054SQ201010297729
公开日2011年2月16日 申请日期2010年9月30日 优先权日2010年9月30日
发明者李富华, 杜坦, 王伟, 王汉祥, 谢卫国, 赵鹤鸣 申请人:苏州大学;苏州华芯微电子股份有限公司