专利名称：一种电调增益均衡器电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及移动通信系统中射频技术设计领域，尤其涉及一种电调增益均衡器电路。
背景技术：
在目前的一些大功率、高增益功放链路，尤其是在前馈或AAP功放上，由于功放链路较长、所用腔壳较大，在批量生产时发现功放的增益波动容易受链路或腔壳变形的影响从而导致带内增益平坦度变化较大，极大的影响了调试效率。如果能够在链路上添加一个增益均衡器的电路，使得该电路在调试时，可以根据原带内增益平坦度的状况，改变增益均衡器的增益曲线，使其在一定频段内产生一个相反的增益曲线，那么就可以达到补偿带内增益平坦度的效果。如图1所示，在以频率为横坐标，增益为竖坐标的坐标轴中一共有三条曲线，其中，正斜率的曲线为功放曲线，功放的增益随着频率的升高而增大；均衡器曲线为需要添加的补偿曲线，它的增益随着频率的升高而减小；如果将这两个器件放在同一个射频链路上的话，它的增益平坦度(即增益VS频率曲线)就会变得平坦，成为“均衡后曲线”的水平直线状态。例如，一个功放在930MHz、60MHz的增益平坦度是ldB，而且是正斜率曲线，那么如果在前面串接一个电调增益均衡器，使得该均衡器在930MHz、60MHz频带内的增益曲线是负斜率趋势，且其带内增益平坦度是-ldB，那么就可以使得整个射频链路的增益大小在工作频带内保持一致，从而也就补偿了增益平坦度。现有技术中，为了补偿增益平坦度，常采用传统的链路匹配调试法。即在射频链路上添加电容或电感，使得在不影响该链路其他射频性能的前提下，改善其增益平坦度。但是采用这种方法，调试难度大，且一致性不好掌握，不能灵活应用。另外，申请号为200920057150. 0的申请文件公开了一种增益均衡器，这种均衡器采用耦合器，并在耦合器电路上加载适当的电阻电容，实现了频率可调，衰减可调，达到了补偿增益平坦度的效果。但是上述方案属于非电调增益均衡器的电路，这种电路的缺点就是每次要改变补偿曲线，就必须更新相应的电阻电容来对该均衡器重新进行调试，因此无论是在时间成本还是在材料成本上都很不划算。而且，不管是使用传统的链路匹配调试法或使用非电调的增益均衡器，要实现增益均衡的话，就必须通过烙铁对电路进行焊接调试，操作起来非常麻烦。
发明内容
为解决上述问题，本发明提供一种电调增益均衡器电路，能够通过电调来改变增益平坦度曲线，更好地补偿增益平坦度。本发明的一种电调增益均衡器电路，包括电压VCC、 ^ 4微带线以及两个变容二极管，所述J /4微带线连接在RFin和RFout之间，所述电压
VCC连接在所述i /4微带线上，所述两个变容二级管并联在所述4 /4微带线的末端并分别接地。本发明还提供另外一种电调增益均衡器电路，包括电压VCC、Λ /4微带线、变容二极管、电容以及电阻，所述ι 4微带线连接在RFin和RFout之间，所述电压VCC连接在所述1 /4微带线上，所述电容和电阻串联后与所述变容二极管并联在所述4 /4微带线的末端并分别接地。从以上方案可以看出，由于本发明为电调增益均衡器，工程师根据功放的增益曲线，只需要改变变容二极管的反向电压，做出与之相反的增益曲线来进行补偿，就可以达到均衡整个系统增益平坦度的效果，从而使得功放的增益在工作频段内有着更好的一致性， 大量节省了调试时间。另外本发明的电路，不需要通过烙铁对电路进行焊接调试，调试灵活，操作起来更加的简洁方便，而且在一定程度上也降低了材料成本。
图1为增益均衡器效果示意图2为具体实施例一中的电调增益均衡器电路原理图； 图3为具体实施例二中的电调增益均衡器电路原理图； 图4为具体实施例三中的电调增益均衡器电路原理图； 图5为S21最大正斜率时相应的相位曲线； 图6为S21最大正斜率时相应的Sll曲线； 图7为S21最大负斜率时相应的相位曲线； 图8为S21最大负斜率时相应的Sll曲线； 图9为S21斜率为O时相应的相位曲线； 图10为S21斜率为0时相应的Sll曲线。
具体实施例方式本发明提供一种电调增益均衡器电路，该电路能够解决现有技术中在补偿增益平坦度时无法电调改变从而导致调试难度大、成本高的问题。下面通过具体的实施例，对本发明的技术方案做进一步的描述。实施例一
如图2所示，本发明的一种电调增益均衡器电路，包括电压VCC ι 4微带线以及两个变容二极管，所述/4微带线连接在RFin和RFout之间，所述电压VCC连接在所述I /4 微带线上，所述两个变容二级管并联在所述Λ /4微带线的末端并分别接地。电压VCC用于给焊接在ι /4微带线上的两个变容二极管提供反向电压，；I /4微带线用于提供90度的相移，而本电路选用变容二极管，则是利用了变容二极管的结电容会根据反向电压的不同而在一定范围内发生改变的特性。由于变容二极管本身存在引线电感，这样的话，引线电感和结电容就可以构成一个串联谐振电路，当电压VCC提供的反向电压变化，变容二极管的结电容就会跟着改变，这样一来该变容二极管的谐振频点也会发生变化。在；1 /4微带线的设计上，对微带线的走向和阻抗没有什么硬性的要求，但是其移相的幅度必须在90度左右，变容二极管的选型跟该电路的使用频段有关，还可以根据需要在微带线上稍微移动其中一个变容二极管的位置以改变电路谐振点的范围。本电路的具体工作原理描述如下电路的射频信号从RFin端口输入，从RFout端口输出，在4 4微带线那个单元的电路(包括Λ /4微带线、变容二极管Vl和V2)在某个频点上产生蓓振，由于是串联谐振，因此属于直通现象，等效于直接接地短路，因而射频信号产生全反射，再重新从< 4微带线末端返回走向RFout端口，由于射频信号又走;il < 4 微带线的距离，因而其相位又滞后90度，因此从分岔口等效进去的话，其阻抗在smith圆图上由短路点转向了开路点，由于器件特性，这开路并不是理想的开路点，这样在主通路(即 RFin-RFout通路)上的阻抗只有略微改变，刚好就是利用这略微的改变来改变端口 RFin 的反射特性，从而影响这个通路的直通特性。由于谐振点的存在，在谐振点的两旁，不同的频点反射特性不一样，因而其直通损耗也不一样，正是这一点不一样才产生了在工作频段内增益大小不一样。因此本发明的电路，只需要通过改变变容二极管的反向电压，就可以改变谐振点的位置，进而就可以根据需要改变整个电路的“增益VS频率”曲线，补偿增益平坦度，达到均衡整个系统增益平坦度的效果。实施例二
本实施例与上述实施例一的不同之处主要在于，本实施例中用一个电容和电阻的串联电路代替实施例一中的其中一个变容二极管。如图3所示，本实施例的一种电调增益均衡器电路中包括电压VCC、J /4微带线、变容二极管、电容以及电阻，所述Λ /4微带线连接在 RFin和RFout之间，所述电压VCC连接在所辻^ /4微带线上，所述电容和电阻串联后与所述变容二极管并联在所述2 /4微带线的末端并分别接地。所述电压VCC给所述变容二极管提供反向电压，根据功放的增益曲线，当改变所述反向电压时，谐振频点的位置发生变化从而得到补偿的增益曲线。实施例三
作为一个优选的实施例，本发明的电调增益均衡器电路，在实施例一或实施例二的基础上，还可以增加一些其他的器件。如图4所示，在实施例一中的电路基础上(当然也可以以实施例二为基础添加下述的器件)，当实施例一中所选取的变容二极管的谐振频率太高， 没有落在我们所需的工作频段内的话，这时候需要在每个变容二极管的后面串联上一定感值的电感(见图4中的Ll和L2，如果电路中只有一个变容二极管，则只需一个Ll即可)，即本发明的电路，还可以包括电感，所述电感串接在所述变容二极管与接地装置之间，以使得变容二极管的谐振范围向低频移动。作为一个较好的实施例，本发明的电调增益均衡器电路，还可以包括一个电阻R1， 该电阻Rl串接在所述2 /4微带线与所述电压VCC之间。Rl的主要作用是使得电压VCC 通过该电阻才能给焊接在1 /4微带线上的变容二极管提供反向电压，但是该电阻Rl的阻值必须较大，最好是在IkQ以上，这样才会使得I /4微带线上的射频信号不会泄露到电压 VCC的供电线路上。另外，本发明的电路中还可以包括两个电容Cl和C2，其中一个电容(Cl)串接在
RFin端口和1 /4微带线之间，而另外一个电容(C2)则串接在A /4微带线和RFout之间。
Cl、C2为隔直电容，具有通交流，阻直流的功能，电容容值大小的选取与工作频段有关。本
5实施例中的两个电容的作用是为了防止电压VCC直通到输入和输出的两个端口 RFin和 RFout，因为如果电压直通过去的话有可能会对该电路以外的器件造成损坏。以上较为详细的描述了本发明电路的工作原理，在具体频段需要对;J /4微带线进行相应的设计，并选取不同的变容二极管，结合PCB的layout板图以及与变容二极管位置，或者对串并联的电阻、电容、电感进行调试。因此，在869 894MHz、925 960MHz、 1805 1880ΜΗζ、1930 1990ΜΗζ、211(Γ2170ΜΗζ 等频段上的电路，PCB 的 layout 确定的条件下，上述的变容二极管、电阻、电容以及电感根据实际情况进行调试来最终确定选取。利用以上原理，我们对PCB进行合理的布局以及对各器件进行正确的选取，对 869^2170MHz各个应用频段上进行优化调试，使得在相应频段内的带内增益平坦度基本上能在士0. 5dB以上，在降成本前提下，满足了普通功放设计链路中的带内增益平坦度补偿的需要。下面以在211(Γ2170ΜΗζ频段上进行调试后的测试结果为例进行补充说明，在其他频段上的测试结果基本相同。图5为S21最大正斜率时相应的相位曲线，图6为S21最大正斜率时相应的Sll曲线。图5和图6的上半部分为本发明电路在211(Γ2170ΜΗζ频段内的增益曲线，可见图5的增益曲线为斜向上的正斜率曲线，它们表示在这个频段内所能调节的最大增益范围。每条
曲线都有三个 marker 点-211 OMHz、2140MHz、2170MHz，如在图 5 中，211 OMHz 这个 marker
点(图中标号1)的增益是-2. IdB, 2140MHz这个marker点(图中标号3)的增益是-1. 7dB， 2170MHz这个marker点(图中标号2)的增益是-1. 4dB ；可见2170MHz的增益要比2110MHz 增益大0. 7dB，而且整个曲线基本上是直线，是属于正斜率曲线，因此它就能补偿功放增益是负斜率、增益不平度在0. 7dB以内的增益曲线。图5中下半部分的曲线为在相应状态下的相位曲线。在调节的过程中，射频信号在整个频段的相位不能有太大的扭曲，要不然会对信号的性能有所影响，而图5中的相位不平坦度都是在2度以内，对信号指标是毫无影响的。图6下半部分是相应的回波损耗，从图中的marker点可以看出，其回波损耗Sll在三种极限状态下的值都保持在_15dB以下。图7为S21最大负斜率时相应的相位曲线，图8为S21最大负斜率时相应的Sll 曲线；从图7和图8上半部分的增益曲线可以看出它们是斜向下的负斜率曲线，因此它们能够补偿正斜率、增益不平度在士0. 5dB以内的增益曲线。图9为S21斜率为0时相应的相位曲线，图10为S21斜率为0时相应的Sll曲线；从图9和图10中上半部分的增益曲线可以看出它们是接近直线的一条斜率为0的曲线，因此它们能够对应的补偿0斜率、增益不平度在士0. 5dB以内的功放增益曲线。另外从图7和图9的下半部分可以看出，它们的相位不平坦度也都是在2度以内， 对信号指标也是毫无影响的。而从图8和图10的下半部分相应的回波损耗曲线可以看出， 其回波损耗Sll在三种极限状态下的值也都保持在_15dB以下。本发明的电调增益均衡器电路，主要应用于无线移动通信领域的直放站和基站功率放大器等通信设备，尤其适合射频链路较长，调试带内增益平坦度以及批量生产时增益平坦度指标难以保持一致的复杂的功放系统。从以上几个实施例可以看出，由于本发明的均衡器主要是采用了变容二极管，利用变容二极管的电抗随着反向电压的改变而改变该电路的性能，从而实现了增益平坦度曲线可以通过电调改变的目的，使功放的增益在工作频段内有着更好的一致性，大量节省了调节增益平坦度这个指标所带来的调试时间。而且本发明的电路，不需要通过烙铁对电路进行焊接调试，只需要改变变容二极管的反向电压，就可以调试出在一定频率范围内所需要的增益均衡曲线，调试灵活，操作起来更加的简洁方便，在一定程度上也降低了材料成本。 以上所述的本发明实施方式，并不构成对本发明保护范围的限定。任何在本发明的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的权利要求保护范围之内。
权利要求
1.一种电调增益均衡器电路，其特征在于，包括电压VCC、 /4微带线以及两个变容二极管，所述Λ /4微带线连接在RFin和RFout之间，所述电压 VCC连接在所述i /4微带线上，所述两个变容二级管并联在所辻^ /4微带线的末端并分别接地。
2.一种电调増益均衡器电路，其特征在于，包括电压VCC、..？ /4微带线、变容二极管、电容以及电阻，所述〗/4微带线连接在RFin和RFout之间，所述电压VCC连接在所述 /4 微带线上，所述电容和电阻串联后与所述变容二极管并联在所述Λ /4微带线的末端并分别接地。
3.根据权利要求1或2所述的电调增益均衡器电路，其特征在于，还包括电感，所述电感串接在所述变容二极管与接地装置之间。
4.根据权利要求1或2所述的电调增益均衡器电路，其特征在于，还包括电阻，所述电阻串接在所辻i 4微带线与所述电压VCC之间。
5.根据权利要求4所述的电调增益均衡器电路，其特征在于，所述电阻的阻值至少1kQ。
6.根据权利要求4所述的电调增益均衡器电路，其特征在于，还包括两个电容，所述两个电容分别串接在所述RFin和/I /4微带线之间以及所述Λ /4微带线和RFout之间。
全文摘要
本发明提供一种电调增益均衡器电路，以解决现有技术中在补偿增益平坦度时无法电调改变从而导致调试难度大、成本高的问题。本发明的电调增益均衡器电路，包括电压VCC、/4微带线以及两个变容二极管，/4微带线连接在RFin和RFout之间，电压VCC连接在/4微带线上，两个变容二极管并联在/4微带线的末端并分别接地。由于本发明的均衡器电路采用了变容二极管，利用变容二极管的电抗随着反向电压的改变而改变该电路的性能，实现了增益平坦度曲线可以通过电调改变的目的，调试灵活，而且节省时间成本和材料成本。
文档编号H03G3/20GK102185574SQ20111005800
公开日2011年9月14日 申请日期2011年3月11日 优先权日2011年3月11日
发明者李合理, 李钢, 陈智勇 申请人:京信通信系统(中国)有限公司