直流偏移补偿的制作方法与工艺

直流偏移补偿本发明涉及用于直流偏移补偿的装置和方法，特别是，在音频电路例如音频放大器电路中的偏移补偿。已知，直流偏移电压的存在会引起音频放大器电路中的许多问题。在许多应用中，音频放大器是由平衡的正电压源和负电压源（例如，+VDD和-VDD）驱动,使得静态输出电压可以是地电位，从而当驱动接地负载时，输出信号不需要交流耦合/直流阻塞电容器。然后，在上电时，音频放大器输出处存在的直流偏移电压可引起偏移电压突然强加于扬声器负载上，或相反地，在断电时偏移电压突然移除，这都会导致音频伪音（audioartefact），例如听得见的“噼啪”。这样的音频伪音是不希望的且应该被减弱，或如果可以，优选地被避免。另外，由于合成静态负载电流必须通过驱动放大器汲取自电源，因此直流偏移电压的存在可导致功率浪费。该功率浪费对于电池供电的设备是一个问题，其中不必要的功耗缩短了电池寿命。直流偏移可以多种方式出现在音频放大电路中。驱动放大器可有一个随机的输入偏移电压。在诸多典型的音频设备中，待要放大的音频信号以数字的形式被接收，并且通过音频数字-模拟转换器（DAC）转换为模拟信号用于随后放大。所述音频DAC也可受到随机的直流偏移的影响。电荷注入效应（例如，在开关电容DAC中），或在电流驱动型DAC中的灌电流（sinkcurrent）和拉电流（sourcecurrent）之间的失配，都可能是直流偏移的来源。另外，DAC可在单个电压源（例如，+AVDD）和地电位之间被驱动，因此来自所述DAC的模拟输出信号可能需要在被输入到放大器之前从比方说AVDD/2进行电平移位（levelshifting）。所述电平移位中的误差也可引入直流偏移。尽管已做出努力以最小化直流偏移，但在实际的电路中完全消除直流偏移是非常困难的。因此，已知在音频放大器的集成电路中提供额外的电路来消除或减少直流偏移，即，提供直流偏移补偿电路。一个已知的直流偏移补偿系统有一个包括模拟-数字转换器（ADC）和一个数字积分器或低通滤波器的反馈通路。来自所述放大器的模拟输出信号被与对应于所想要的静态直流输出电压（比方说，地）的一个参考信号比较，所得到的输出误差信号通过ADC被转换成数字信号，随后被数字化滤波或积分，以在直流处产生高增益，但是衰减从滤波器输出的合成数字校正信号中的音频带分量。校正信号或补偿信号可在音频DAC之前与输入数字音频信号结合，或者替代地通过分立的DAC被转换为模拟信号并与用于放大器的模拟输入信号结合。不论哪种情况，任何出现在放大器输出处的直流偏移都通过高直流增益负反馈被消除。这种偏移补偿电路提供了一种用于对直流偏移补偿的精确且有用的方法。然而，所述ADC是一个相对大的部件。在集成电路中，电路面积越大导致成本越高。此外，在某些应用中，可能会对芯片的尺寸有限制，例如，在芯片级封装中会希望限制芯片的尺寸以与标准球阵列匹配，从而避免球阵列上方的硅晶粒的悬垂引起任何应变失配效应或可靠性问题。因此，在一些应用中，使用相对大的电路部件是不可取的。为多个音频输出提供各自的直流偏移补偿的需要会使其恶化。许多典型的设备，例如便携式音频设备，可具有用于耳机的音频信号输出、用于驱动扬声器的音频线路输出（例如通过扩展坞）、到内置扬声器的音频信号线路，以及在某种情况下，用于噪声消除扬声器的音频输出。这些输出中的一些或者全部可以包括输出的立体对。因此，单个芯片，即，单个集成电路，可包括多个音频信号输出，每个音频信号输出有与其自身相关的放大器电路且每个音频输出有其自身相关的需要补偿的直流偏移。如前所述，为每个音频信号线路提供一个分立的直流偏移补偿电路将需要相当大的芯片有效面积。上述的已知直流补偿电路可有利地在多个不同的音频信号线路之间被多路复用，以依次补偿对于每个信号线路的直流偏移。一旦对于一个信号线路实现了稳定的直流偏移校正，可为该信号线路锁存校正信号的值并且使用补偿电路补偿另一信号线路上的直流偏移。然而，显然，这意味着用于达到整个芯片的稳态补偿的建立时间（settlingtime）等于对于音频信号输出中的每一个的单独建立时间的总和。在某些应用中，可能需要相对快的建立时间，因此在多个输出之间多路复用偏移补偿电路或许是不可行的。由此，根据本发明，提供了音频放大电路，包括：一个放大器，该放大器被配置为接收输入信号并且提供一个经放大的输出信号；及一个反馈通路，其中所述反馈通路包括用于输出补偿信号的补偿电路，其中所述补偿电路包括：至少一个电压控制振荡器（VCO），所述电压控制振荡器被配置为随着时间的推移，基于所述经放大的输出信号提供第一VCO输出信号并且基于一个参考信号提供第二VCO输出信号；以及一个计数器，该计数器被配置为基于所述第一VCO输出信号产生第一脉冲计数并且基于所述第二VCO输出信号产生第二脉冲计数，并且基于所述第一脉冲计数与所述第二脉冲计数的比较提供所述补偿信号。根据本发明的另一方面，提供了一种用于补偿音频放大器输出信号中的直流偏移的方法，该方法包括以下步骤：接收一个基于放大器输出信号的信号；接收一个基于目标直流偏移的参考信号；用所述基于所述放大器输出信号的信号驱动一个电压控制振荡器（VCO），以提供一个第一VCO输出信号；用所述参考信号驱动一个电压控制振荡器（VCO），以提供一个第二VCO输出信号；基于所述第一VCO输出信号产生第一脉冲计数，以及基于所述第二VCO输出信号产生第二脉冲计数；比较所述第一脉冲计数和所述第二脉冲计数；以及从脉冲计数的所述比较中得到直流偏移补偿信号。本发明的另一方面，提供了一种直流偏移补偿电路，用于补偿第一信号中的直流偏移，该直流偏移补偿电路包括：一个电压控制振荡器，该电压控制振荡器被配置用于基于所述第一信号提供第一输出信号并且基于一个参考信号提供第二输出信号；及一个计数器，被配置用于对所述第一输出信号和所述第二输出信号的脉冲计数并且比较所述脉冲计数。在再一方面中，提供了用于补偿第一信号中的直流偏移的补偿电路，所述电路包括一个电压控制振荡器和一个计数器。本发明的另一方面，提供了用于补偿一个信号通路中的直流偏移的直流偏移补偿电路，其中，所述补偿电路在用于补偿所述信号通路的第一部分中的偏移的第一反馈回路和用于补偿所述信号通路的第二部分中的偏移的第二反馈回路之间被多路复用。本发明的再又一方面提供了一个音频信号放大电路，该音频信号放大电路具有一个输出，所述电路包括一个反馈通路，所述反馈通路包括一个电压控制振荡器和一个计数器，其中所述电压控制振荡器响应于在所述输出处的信号。现在仅通过实施例方式参照下面的附图描述本发明，附图如下：图1示出了一个根据本发明的具有直流偏移补偿的放大电路的实施方案；图2a和2b示出了包括一个积分计数器的直流偏移补偿电路的两个实施方案；图3示出了如图2a示出的包括一个积分计数器的直流偏移补偿电路的工作；图4示出了如图2b示出的包括一个加减计数器的直流偏移补偿电路的工作；图5示出了一个合适的电压控制振荡器的实施方案；图6示出了具有多个音频输出和多个偏移补偿电路的设备的音频电路的一个实施方案；图7示出了具有可变增益的偏移补偿电路的一个实施方案；图8示出了具有可变增益的偏移补偿电路的另一个实施方案；图9示出了具有内部反馈回路和外部反馈回路的偏移补偿电路的一个实施方案。图1示出了根据本发明的一个实施方案的具有直流偏移补偿电路的音频放大电路。图1示出了一个音频放大器电路，该音频放大器电路在数字-模拟转换器（DAC）101处接收一个数字输入信号DIN。所述DAC101将输入信号转换成模拟信号。放大器102接收并放大该模拟信号AIN。然后将放大的输出信号SOUT提供至负载103，例如扬声器。所述负载103可在主设备内，例如主设备的内置扬声器；或者可在外部，例如通过适当的连接104——例如立体声插头——连接的耳机扬声器。放大器102可通常通过双极电压源供电，例如+VDD和-VDD，然而DAC101可通常由单极电压源供电，例如，连接在单个正电源+AVDD（可等于或者不等于+VDD）和地电位之间。因此，静态DAC输出电压可被设定为大约+AVDD/2。因此，有可能需要电平移位电路105来移位DAC101A’IN的模拟输出，使得输入至放大器的电平移位模拟信号AIN理论上集中于地电位。当然应理解，尽管图1示出了一个接收数字输入信号的实施方案，但在一些实施方案中可代替接收模拟信号，而在一些实施方案中可接收模拟信号或者数字信号。在这种实施方案中，将不需要DAC101，或仅在需要时使用，且取决于输入模拟信号的性质，也可能不需要电平移位电路105。放大器电路还可包括在音频信号通路中的一个或多个前置放大器106，用于将模拟信号前置放大。所述放大器102及任何前置放大器106可有一个随机的、或系统的但也许不可预测的直流偏移。同样地，所述DAC101可有一个随机的、或系统的但也许不可预测的直流偏移。电平移位中的误差也可引入一个随机的或系统的但也许不可预测的直流偏移。在这种电路初始上电时，这通常发生在接收任何音频信号之前，该电路中固有的任何直流偏移将在输出信号SOUT中引起一个直流电压。在上电的至少初始阶段，放大器电路的所述输出可与到负载的连接隔离。在一个非常简单的方案中，所述隔离可通过一系列开关实现，但是本领域的普通技术人员将意识到用于使放大器与负载隔离的其他更多种复杂的方法，这些方法将避免在信号通路中需要开关。无论何时，当最终连接负载时，该直流电压将被快速地施加在扬声器103上，这可引起一个显著的听得见的伪音，例如不想要的听得见的“噼啪”。如果该电路已处于一个停用的低功率模式,并且所述放大器被禁用以节约能量，然后接下来被上电使用，则会发生类似的结果。类似地，在断电时电压快速下降也可引起“噼啪”声。另外，在正常的工作条件下，由于合成的静态负载电流必须来源于驱动放大器电源的供给，所以输出信号中存在的直流偏移消耗功率且导致不必要的功率浪费，该功率浪费对于电池供电的设备是一个特殊问题。因此，音频放大器包括在反馈通路中的补偿电路107，用于补偿输出信号SOUT中的直流偏移电压。所述反馈电路107包括一个电压控制振荡器108和一个计数器109。电压控制振荡器（VCO）产生一个输出（实际上是一个脉冲序列），该输出的频率取决于其输入电压。改变输入电压导致输出脉冲序列的频率改变。VCO被配置，以随着时间的推移基于被放大的输出信号SOUT产生第一VCO输出信号，并且还基于参考信号VREF产生第二VCO输出信号。该参考信号VREF，是指示目标静态直流电压的电压信号。当所希望的静态直流输出电压等于地电位时，因此该参考信号可包括地电位。然而，在其他实施方案中，对于零幅度的交流信号可能要求一个特定的直流电平，并且参考信号VREF将对应于这样的一个目标直流电平。在图1示出的实施方案中，在不同的时间生成第一VCO输出信号和第二VCO输出信号，并且通过多路复用器110选择至VCO108的有关输入：本领域的普通技术人员将知道，多路复用器和实际上的多路分用器都是有效受控的开关。所述计数器109被布置为对于第一VCO输出信号和第二VCO输出信号生成脉冲计数，即，分别生成第一脉冲计数和第二脉冲计数，并比较所述脉冲计数，以确定第一VCO输出和第二VCO输出的频率的任何差。设定时间段内的脉冲计数是VCO输出的频率的度量，所述VCO输出的频率依赖于VCO的输入电压，因此可使用脉冲计数的比较作为相应输入电压中的差的指示。第一VCO输出信号和第二VCO输出信号之间的脉冲计数的差的极性或符号（即，正或负），也即，第一VCO输出信号中的脉冲比相同时期内第二VCO输出信号的脉冲是多还是少，可被用于确定输出信号电压电平是比参考信号高还是低。此外，脉冲计数的差给出了两个信号之间的电压电平的差的指示（脉冲计数的差越大，输出信号和参考信号的电压电平之间的差就越大）。因此，该脉冲计数的差可被用作产生补偿信号的基础，如将在下面更详细描述的。因此，VCO108和计数器109的使用可提供一个精确的直流偏移补偿电路107，这避免了在反馈通路中使用常规ADC的必要。有利的是，这减少了与反馈通路的ADC相关的偏移误差的一个可能来源。此外，所述VCO明显比所述ADC小，如将在下面描述的，允许显著节省电路所消耗的硅面积。与标准ADC相比，此处所用的VCO/计数器组合不需要匹配的有源或无源部件，因此是小的模拟电路，随着硅制造技术向着更小的几何节点发展，这将是越来越有利的。所述VCO108和计数器109被布置以提供想要的补偿准确度。例如，所述直流偏移可被消除达100μV左右的准确度。在许多应用中，待要消除的所述直流偏移可能相对小，比方说±10mV左右。而且，在许多应用中，上行信号在初始化过程中可被消减。可能会存在一些热噪声或静态噪声（例如，来自delta-sigma类型的音频数模转换器DAC101），但是这些噪声通常将在音频信号通路中被滤掉，使得将达到毫伏级。因此，所述VCO108的线性和范围要求可相对适度。当然会意识到VCO传递函数——即，输入电压和输出频率之间的关系——会随着时间变化，例如根据温漂等变化。因此，可能并不知道在任何给定时间的输入电压和频率之间的确切关系。然而，这并不是问题，因为如上述实施方案中所述的，补偿电路提供了一个相对度量。输出信号SOUT中的直流偏移与参考信号VREF之间的任何电压差都将导致第一VCO输出信号和第二VCO输出信号的频率差，而第一VCO输出信号和第二VCO输出信号的频率差则将导致脉冲计数差。在工作中，补偿电路107形成的补偿信号将使直流偏移信号更接近参考信号，直到当它们相等时，在第一VCO输出信号和第二VCO输出信号中产生相同的频率并且没有脉冲计数差。因此，VCO传递函数中的任何变化，诸如由于温度变化等引起的，不会影响校正电路107的工作。图1示出的实施方案使用单VCO108来产生第一VCO输出信号和第二VCO输出信号，然而人们将会注意到如果二者精确匹配，或被精确校准，将提供多个VCO，即两个VCO，对于一组给定的工作条件，所述两个VCO将具有相同的传递函数，第一VCO输出信号可仅由接收基于输出信号SOUT的一个信号的一个VCO产生，而第二VCO输出信号可仅由接收参考信号的第二独立的VCO产生。因此，可同时生成第一VCO输出信号和第二VCO输出信号。VCO相对小的事实，意味着它们可一起紧凑布置在一个集成电路内。这意味着两个独立的VCO可由此经历基本相同的环境条件。然而，所述两个VCO的VCO传递函数中的任何差（或其中的变化）可导致补偿电路中的误差。即使传递函数中的一个小差异也会导致一个相当大的误差，因此图1中示出的实施方案使用了一个单VCO108来产生第一VCO输出信号和第二VCO输出信号以避免这种可能的误差来源。通过这种方式，传递函数到底是多少或者传递函数是否随着时间略微变化已无关紧要，因为两个输出都是使用相同的VCO108产生的。为了基于输出信号SOUT提供第一VCO输出信号，以及基于参考信号提供第二VCO输出信号，VCO108的输入由此通过多路复用器110在输出信号SOUT和参考信号VREF之间被多路复用。所述多路复用器110可以是任意类型的合适的受控开关元件,其可以受控于时钟控制信号CLK以提供相继的时期，在这些相继的时期中输出音频信号SOUT或参考信号VREF输入至VCO108。所述时钟控制信号CLK也可被供应至计数器109，使得其可确定关于脉冲计数的相关时期。为了简便起见，这些时期被布置为具有相等的持续时间，使得所述计数器本身对于第一VCO输出和第二VCO输出的相同时期计数，但是其他布置也是可能的。例如，所述参考电压VREF将通常是清晰和稳定的电压信号，然而输出信号SOUT可能有一些噪声分量。如稍后将要描述，来自VCO的输出可以在几个周期上被有效地取平均，以提高准确度。因此，与为第二VCO输出信号提供的用于生成第二脉冲计数的计数时期相比，为第一VCO输出信号提供一个更长的计数时期来生成第一脉冲计数，可有助于提高准确度。如果计数周期不相等，根据需要可以给一个或两个脉冲计数应用一个比例因子。应注意，尽管图1示出了一个输入至多路复用器110的信号被耦合至经放大的输出信号SOUT，将认识到所述信号SOUT在被输入至VCO108之前可被电平移位或适当缩放。如果输入至VCO108的信号代表输出信号SOUT的直流偏移，则补偿电路107将校正输出信号中的偏移。当然还应认识到，所述补偿电路107本身中生成的任何直流偏移可将导致补偿中的误差，因此只要有可能，补偿电路107中的直流偏移的潜在来源也应被消除。如果有任何电平移位或缩放电路，则参考信号也可同样地或是通过相同的电路以多路复用方式、或是通过匹配或校准电平移位电路来被缩放和/或电平移位。计数器的输出可被用作补偿信号的基础。所述计数器可提供一个代表脉冲计数的差的输出，该输出是正或负，指示电流输出信号是在目标直流电平之上还是之下并且也是直流电平之间的相对差。在每个周期，即，CLK的时期，可用计数器的输出提供补偿信号的调节。该计数信号值可被加到数字补偿信号值或从数字补偿信号值中被减去，和/或被用来调节模拟电压电平。将认识到，取决于VCO108的静态频率以及时钟控制信号CLK的频率，在单个周期中可能有相当大的静态误差。然而，经过在一系列接连周期内调整每个周期，静态误差可被有效地平均掉。例如，设想所述VCO108在200MHz（即，在参考电平VREF——比方说，地——的VCO输入的振荡频率）的静态频率运行。还设想时钟信号的时钟速度是1.5MHz。第一脉冲计数和第二脉冲计数中的每一个都基于半个时钟周期（因为VCO具有参考信号VREF作为对于半个时钟周期的输入，并且具有输出信号SOUT作为对于另外半个时钟周期的输入）。因此，在控制信号CLK的半个周期内，脉冲的数目等于（200MHz/1.5MHz）×0.5，这等于66.66的循环。但是计数器仅计算有限数的脉冲，所以脉冲计数要么是66要么是67，这取决于相关脉冲边缘落在计算窗口内的位置。对于单个周期，这会是一个相当显著的误差。显然，单个周期中的脉冲计数中的最小可检测差是一个脉冲。设想所述VCO具有1GHz/1V（相当于1MHz/1mV）的电压频率增益系数。因此，1个脉冲计数差相当于（1×1.5MHz）/0.5=3MHz的频率差，该3MHz的频率差则相当于3mV的偏移电压电平。因此，在任意一个周期内，达到3mV的偏移差可能不会导致可检测的脉冲计数差。然而，通过对接连不同的周期计数，且有效地将它们平均，可以提高补偿电路的分辨率。例如，设想在20个周期内合并脉冲计数（或脉冲计数差）的影响。简单地，最小的计数差是单个脉冲，但是在上面的实施例中，在所述20个周期内的1个脉冲计数差相当于大约0.15MHz（在1GHz/1V时，0.15MHz相当于0.15mV的差）的频率变化。在一个实施方案中，所述计数器109包括一个积分计数器，该积分计数器对接连的周期中的脉冲计数的差进行积分（或是通过对每个周期确定的差进行积分，或是替代地通过对每个周期的脉冲计数进行积分然后确定积分的脉冲计数之间的差）。图2a示出了补偿电路107的一个实施方案，在反馈通路内，该补偿电路包括一个积分计数器109。图2a示出了一个接收输出信号SOUT和参考信号VREF并且能将每个输入分别传送至VCO108的模拟多路复用器110。在图2示出的实施方案中，所述多路复用器110基于前述的控制信号CLK被控制，从而提供每个输入交替的相等时期，但是其他布置也是可能的。VCO108的脉冲序列输出被输入至计数器201，该计数器的输出通过多路分用器202传送至求和块203。该求和块被布置为在交替相位接收各自的计数，并且在控制信号CLK的每个周期的末尾，将两个计数相减以提供一个计数差。该计数差（一个数字值）在一阶反馈回路204中被积分以平均掉有限的计数误差。为了实施该积分，在每个输出被加回至该信号之前，该一阶反馈回路204被设置一个延时（通常是一个周期）。该延时可隐含在求和块203的工作中，但是在一些实施方案中，为了提供该延时可包括一个延时元件205。所得到的积分计数值COUT可被用作一个数字补偿信号。在该实施方案中，为了为两个VCO输出提供分立的计数，计数器将每半个周期复位。在所述计数器被布置为对于每个VCO输出的相等时期计数的实施方案中，提供至该计数器的时钟的占空比优选地应是50:50。当该电路包括一个音频DAC时，将通常存在为该DAC计时的高质量的时钟信号（通常是3MHz）。该音频DAC时钟信号可被用于生成计数器使用的时钟信号CLK，并且可在计数器之内或在非常接近计数器的地方分频以避免引入任何边缘之间的失配，所述失配例如由于在集成电路内的可能的失配传输延时引起。图3示出了在图2a中示出的补偿电路的多个部分处的信号。所述控制信号CLK是二相时钟信号并且控制补偿电路107的时序，特别是控制多路复用器110的工作，控制对计数器复位和采样，及控制加法器和延时元件。在第一相位301，输出信号SOUT被提供至VCO，这将在第一频率引起一个第一VCO输出信号303。在第二相位302，参考信号VREF被输入至VCO，在不同频率引起一个第二VCO输出信号304。在每一相位期间，计数器计算脉冲数目，即，基于第一VCO输出信号生成第一脉冲计数并且基于第二VCO输出信号生成第二脉冲计数。在每个相位的末尾，总计数被所述求和块存储并且计数器复位。在该周期末尾，即，两个相位的末尾，从第一相位期间的计数中减去在第二相位期间的计数（或者相反，从第二相位期间的计数中减去在第一相位期间的计数）。该值305代表前一周期的计数差，但是如上所述，还遭受有限计数误差。因此，该计数差被在多个接连的周期上积分以提供一个可用作补偿信号的积分计数值306。在一个替代实施方案中，所述积分计数器的功能由一个加/减计数器提供。参照图2b，计数器109可由此包括一个加/减计数器206。所述加/减计数器206接收控制信号CLK，从而在第一VCO输出信号（由于输出信号SOUT）的时期内加计数（生成第一脉冲计数），并且在第二VCO输出信号（由于参考信号VREF）的时期内减计数（生成第二脉冲计数）。因此，在控制信号的一个周期末尾，所得到的计数值增加或减少的量等于第一脉冲计数和第二脉冲计数的差。此外，如果在每个周期的末尾该加/减计数器未复位，该计数器将提供非相干积分。因此，在每个周期的末尾，来自该加/减计数器206的计数值可被采样，例如通过一个锁存器207。图4示出了这种加/减计数器的工作。如上所述，控制信号在相位401和402交替引起不同频率403、404的第一VCO输出信号和第二VCO输出信号。然而，在该布置中，所述加/减计数器在第一相位401内加计数并且在第二相位内减计数。因此，在一个周期过程中，总的计数变化的量等于第一相位内的脉冲数减去第二相位内的脉冲数。在第二相位的末尾，该加/减计数器开始再次加计数，但是前次计数值不复位。在每个周期的末尾，当前的计数值405被采样以提供积分值406。积分计数值（无论如何产生）可以形成补偿信号的基础。该积分计数值是一个可被用于以多种方式校正输入信号的数字值。返回参照图1，从计数器109输出的积分计数值可通过补偿信号DAC112被转换成模拟信号，并且在传至放大器102之前在模拟求和节点113与模拟输入信号AIN合并。补偿信号DAC112可以是sigma-delta型DAC以减少该DAC所需的位数并且使其变得更简单和更小。代替所述补偿信号被直接注入到信号通路中，该补偿信号可通过通路114被施加于放大器102的一个偏移输入，从而调制放大器102（和/或信号通路中的任何其他放大器）的输入偏移电压。该补偿信号可被用于通过本领域中所公知的各种方式来直接修整在放大器102的输入阶段的任何失配。直接调整放大器102的输入阶段的好处是，与放大器102周围可能存在的任何增益设置无关，就可消除任何偏移，或最起码将任何偏移最小化。或者，在接收数字输入信号的情况中，数字补偿信号可与数字输入信号DIN数字地合并，例如在音频通路的DAC101之前的节点115处。这里，注意在本说明书中使用了术语：信号通路、反馈回路、反馈通路和前馈（或正向）通路。将参照图1解释这些术语所指的通路或回路。该信号通路是音频信号从输入至输出所用的通路。因此，如图1中所示，该信号通路从左延伸至右，从DIN延伸至输出连接器104（当连接时，最终延伸至负载103）。该反馈通路包括从信号通路中的抽头节点（tapnode）116经由补偿电路107返回至求和节点113的通路。正向通路或前馈通路对应于求和节点113和抽头节点116之间的信号通路部分。反馈通路和前馈通路一起组成反馈回路。当然将明了，图1示出了多种替代方案，相反，如果补偿信号被反馈回至求和节点115，则该节点115代表反馈通路的结尾和前馈通路的开始。如果补偿信号被直接提供用于调制放大器，则通路114可包括反馈通路的一部分并且前馈通路始于该放大器。如上所述，使用VCO108和计数器109提供了一个面积相对小的精确的偏移校正电路。所述VCO108自身可相对非常小。普通技术人员将非常明了可使用的合适的VCO。例如，诸如图5中所示，VCO可包括一系列N个小型反相器501a-c。在一些实施方案中，VCO还可包括一个用于电源波纹抑制（PSRR）的去耦电容器502。另一变型是当在任一阶段出现一个边缘时，使用每个阶段的输出和时钟后续电路来增加VCO的有效频率从而提高分辨率。因此，本发明的这个实施方案的偏移补偿电路可显著小于现有技术的需要大面积ADC的偏移补偿电路。例如，在单硅加工尺寸方面，常规的用于音频放大器的偏移补偿中使用的一个ADC包括的硅面积超过根据本发明的实施方案的VCO和计数器所需硅面积的七倍。所需硅面积的这种减少提供了相当大的成本节省。所述补偿反馈电路所消耗的相对小的面积，意味着减少了大量的不同音频信号通路之间多路复用偏移补偿电路的需要。因此，对于具有多个不同音频输出的电路，可提供不止一个直流偏移补偿电路以减少或消除对多路复用的需要，而不会过度增加所需的芯片面积。例如，可给每个单独的音频信号输出线路提供其自身专用的偏移校准电路，和/或少量音频信号线路可共用一个直流偏移补偿电路，这样也可以避免对用于连接至一个共用补偿电路的长互联线路的需要而由此减弱了信号拾取问题。图6示出了具有四个音频信号通路600a-d的电路620的一个实施例，每个音频信号通路具有DAC601a-d、放大器606a-d和输出端子604a-d。信号通路600a和600b可例如形成用于耳机输出630的一个立体对，并且信号通路600c和600d可例如包括用于主设备650的内置扬声器640的一个立体对。所述信号通路可由音频处理电路625提供，所述音频处理电路可以如信号通路一样是同一集成电路620的一部分，或可包含一个分立的电路。信号通路的每一个立体对——即，600a和600b、或600c和600d——都设有偏移补偿电路607-1、607-2，所述偏移补偿电路通过多路复用器620-1、620-2和多路分用器621-1、621-2在相关的两个信号通路之间被多路复用（即切换）：本领域的普通技术人员将知道多路复用器和多路分用器是开关的实施例。在工作中，例如在上电时，多路复用器620-1将来自信号通路之一（例如600a）的输出提供给补偿电路607-1。所得到的补偿信号被多路分用器621-1回传至相关的信号通路，660a。所述反馈回路工作直到在相关信号的输出中形成一个用于补偿直流偏移的稳定的补偿信号。获得一个稳定的补偿信号可发生在某一设定的时间段之后，或替代地可通过检测该补偿信号是不再改变还是仅改变少于一个阈值量来确定。然后这个补偿信号的稳定值被锁存在合适的锁存器（例如622a）中。在图6示出的实施方案中，该补偿信号被锁存在一个馈送入相关信号通路的数字输入的数字锁存器中，但替代地一个模拟信号值可被锁存并且馈送入模拟信号通路或实际上可被施加于放大器606a的一个偏移输入，从而调制放大器606a（和/或信号通路中的任意其他放大器）的输入偏移电压。一旦对于第一信号通路（例如600a）的校正被锁存，将对另一个信号通路（即，600b）重复该过程，且多路复用器620-1和多路分用器621-1将给信号通路600b提供一个通路。然后信号通路600b将执行该补偿过程并且在锁存器622b中锁存该稳定的补偿信号值。与对信号通路600a和600b的补偿并行，补偿电路607-2将为信号通路600c和600d中的一个以及另一个执行类似的直流偏移补偿。由于对于信号通路600a和600b的直流偏移的补偿与对信号通路600c和600d的补偿并行发生，将明了与使用单个补偿电路并且依次补偿每个信号通路相比，用于实施补偿的总时间被缩短。尽管在图6中仅示出了四个信号通路，一些音频电路可包括更多的信号通路。例如可有附加的用于引出线信号的立体对输出，以及还有用于噪声消除扬声器的一个立体对输出。如果制造具有四个立体对输出的音频电路，然后使用已知的具有ADC的偏移补偿电路，由于芯片空间的原因，可能需要在全部八个输出之间对补偿电路进行多路复用。这还将导致ADC消耗大量的硅面积。然而，如果如上所描述的偏移补偿电路与每个立体对相关联，该偏移补偿电路的VCO和计数器所消耗的芯片面积仍将比由单个常规ADC所消耗的芯片面积小（在一个具体尺寸方面，单个常规ADC所消耗的芯片面积为本发明的偏移补偿电路的VCO和计数器所消耗的芯片面积的约1.8倍），而且可允许对于全部八个输出的补偿实现得比常规ADC快约四倍。在某些应用中，可能有一个相对短的时期可供用于多个音频信号通路的直流偏置补偿。例如，上电后，在全部音频信号通路将要工作之前，或在没有音频输入的时期关闭音频放大器链以节约能量的情况下，允许一个短时间。因此这要求用于对每个信号通路的直流偏移进行补偿的总时间必须短。本发明的实施方案的优点在于能为每个信号通路、或每对信号通路提供偏移补偿电路，而不大幅增加芯片面积。然而，即使对于单信号通路，本发明也可有利地能够保证在短时间内精确补偿。实现精确补偿信号所花的时间显然依赖于开始直流偏移的电平和所要求的准确度。这还取决于反馈回路的闭环带宽。该带宽等于开环的单位增益带宽（unitygainbandwidth），该单位增益带宽由反馈回路中的多个级联的元件的传递函数限定。这些因素包括：i）VCO的变频增益，即，对于VCO输入的给定变化，每个周期的脉冲计数（例如表示为位数）的差（在上述的实施例中，VCO的变频增益为1bit/3mV）；ii）计数器的传递函数：对于与采样时期T（该实施例中T=1/（1.5MHz））相比的低频信号，可近似为一个理想积分1/sT，其中s是拉普拉斯变量；iii）以每最低有效位（LSB）的电压输出为单位的DAC101或112的变频增益；iv）前馈通路中的元件（DAC、放大器）的增益；以及v）与多路复用器、任何电平移位、或反馈通路中的任何其他元件相关的任何增益或损耗（为了简单起见，这些在以下讨论中将被忽略）。考虑反馈回路带宽对达到精确补偿信号所花的时间（建立时间）的影响，假定前馈通路中元件的增益是一，且VCO和DAC的变频增益抵消（即生成VCO输出的脉冲计数的单个位差的电压等于DAC的每最低有效位的电压）。在这种情况下，开环回路传递函数被简化为一个简单积分，频幅响应为1/(2.π.f.T),其中f是信号频率。该传递函数具有单位增益的带宽为1/(2.π.T)，该带宽也是闭环的-3dB带宽。换言之，闭环响应将是一阶的，时间常数等于T。在采样时期T=1/1.5MHz=0.66μs的实施例中，带宽将会是1.5MHz/(2.π)=250kHz，并且从初始10mV的直流偏移线性落至经校正的大约100uV的直流偏移的闭环回路建立时间常数0.66μsTO将需要In（100）=4.6时间常数，或大约3μs。实际上，由于有限的分辨率，建立的动态过程将由于非线性被减弱，但是希望仍快速地建立到100uV，少于比方说20μs。在校准期间，通过前馈通路的有限带宽消除在输出SOUT处出现的DAC静态噪声量，可稍微减轻DAC的低分辨率的影响。然而，在校准完成后，一个固定的数字代码将输入至DAC。如果其分辨率仅是3mV/LSB,则从该电路输出的直流电压将通常会大于100μV非常多。实际上，低于100uV的DAC分辨率将是必要的，比方说在10uV至50uV的范围内，以允许在反馈回路关闭并且存储校正码时的少量LSB误差。如果DAC分辨率被从3mV降低到比方说30uV，则积分反馈回路的增益、以及单位增益带宽也会减小100倍，例如在上述实施例中减小至2.5kHz。这可允许从10mV的初始误差理想线性建立至100uV的最终误差，名义上大约是4.6/(2.π.2.5kHz)=300us，但是实际上在建立过程中的非线性、其他误差源、以及简单VCO的增益的生产和工艺偏差(可是-50%，+100%)，使得很难保证即使1ms建立至测量的100μV的准确度。对于某些应用1ms建立时间可能太长。因此，在一个实施方案中，所述反馈回路有一个可变增益，使得可改变反馈回路的电压分辨率。在偏移补偿的初始阶段，反馈回路的电压分辨率可相对粗略，但是带宽相对大，使得快速进行相对大的调整。在稍后阶段，反馈回路的分辨率可被增加，使得进行更精细的调整并且回路补偿达更高准确度，虽然时间常数较长。在某些实施方案中，反馈回路的增益可相继在多个阶段中被增加。这样，可改变补偿电路的带宽。将理解，如在此使用的，术语带宽在关于反馈（即，补偿）电路使用时指的是反馈回路的单位增益带宽。反馈回路的电压分辨率可通过改变DAC的增益被改变，比方说通过改变供给至DAC的元件的参考电压或电流，例如通过为一个电阻器串或其他简单的已知ADC编程。然而，具体地，在补偿信号通过音频DAC101被施加至信号通路（即，前馈通路）的情况下，所述音频DAC101可以是比方说20位或24位分辨率的delta-sigma型DAC，优选的是通过数字增益元件（例如可是一个乘法器）调整反馈回路的增益。例如，该乘法器可以是以2为幂变到给定增益的一个简单的移位器。所述增益元件可最初被设定以提供一个高乘数值并且在补偿过程中降低该乘数值。增益元件可被设置为作用于积分计数器的输出，所述增益元件的输出被用作补偿信号，但在这种情况下，乘数值的变化会导致补偿信号的值的一个显著的阶跃变化。这会将另外的延时引入到建立时间中。因此，增益元件可被实施使得保持补偿信号的当前值（在增益中有任何改变时），但是减小补偿信号的最小变化。这可在积分之前通过将一个增益系数施加至每周期计数差的值来实现。例如，图7示出了类似于图2示出的反馈通路的一个反馈通路的实施方案，其中类似的部件有类似的编号。但是在该实施方案中，增益元件701（是一个乘法器）被设置在计数器201的输出处。增益元件701被一个位加权控制信号702控制，以施加一个想要的位加权。例如，如果位加权系数1提供回路的基本反馈分辨率，每一LSB可代表DAC输出的比方说30uV：可施加一个初始加权系数10，使得最小调整等于300uV。这会导致一些相对大的调整被相对快地进行。在一个相对短的时间后，当直流偏移将被校正至比方说1mV内时，位加权可被改变至比方说1的系数以提供30μV的最小阶跃。将位加权施加于计数器201的输出，由此仅改变在每个周期中对积分补偿信号COUT所作的调整量并且不会导致积分补偿信号自身的阶跃变化。然而，在某些实施方案中，所述计数器201可被替换为积分计数器，例如上述的每个周期不复位的加减计数器206。在这种情况下，该计数器的输出可内在地包括一个积分计数值。位加权仍可通过如下方式施加：对计数器的输出求微分，通过一个增益元件施加位加权，对该增益元件的输出重新积分。图8示出了根据本发明的该实施方案的另一个反馈通路。乘法器110和VCO108如上所述工作，加/减计数器206如上所述在时钟信号CLK的一个相位内计数加并且在另一个相位内计数减，以提供积分差计数。微分器801将该输出求微分以确定每周期变化，并且按照上文关于图7所述的相同方式，该微分器的输出响应于位加权信号803通过增益元件802相乘。然后相乘后的位加权信号通过诸如图2a中所示的积分回路203被重新积分。存在用于施加可变增益的其他布置，并且这些其他布置可用在其他实施方案中，例如，积分加/减计数器的输出可被分为两个通路，一个通路被求微分以提供每周期差，该每周期差然后则可被乘以一个增益系数并且被添加至另一个通路。上述补偿电路的实施方案可被用在存在或不存在音频信号时。然而，在许多应用中，在音频信号不存在的情况下，可能仅需要直流偏移校正。例如，音频设备上电时，需要运行所述补偿以补偿任何内在的直流偏移。这种补偿通常发生在音频信号被供应至放电器电路之前。因此，输出信号SOUT将基本上完全对应于直流偏移。一旦直流补偿已经使校正值（即补偿）稳定，信号被锁存并且不再需要进一步补偿。在工作期间，直流偏移电平中可能有小的漂移，这些漂移可导致稍微增加的功率消耗，但是这种小的漂移通常不显著并且不会引起任何听得见的影响。断电时（或功率降到低功率模式），音频输入可能会被减弱，有时逐渐地减弱，然后将放大器与负载断开。此时，突然移除在工作期间形成的任何直流偏移会导致一个音频的伪音。因此，可应用直流补偿，但要有一个适当长的时间常数，例如为增益元件701的增益设置一个低值，以在负载与放大器断开连接之前逐渐减少直流补偿。因此，在某些实施方案中，偏移补偿电路可被设计仅在不存在音频信号的情况下工作。在这种情况下，在放大器电路保持通电时校准仍是可能的，但应该优选在没有输入音频信号的时期进行校准。可通过多种方式检测到不存在输入音频信号。设计只在不存在音频信号时工作的偏移补偿电路，降低了对VCO的范围和线性要求，从而简化了电路设计并且潜在地降低了成本。然而，上述的偏移补偿电路的实施方案即使在输入音频信号存在的情况下也能正确工作，只要VCO具有在存在信号时所希望的输入电压范围内所要求的线性。音频信号的存在将意味着在任何时间的输出信号SOUT的瞬时电压值可能不会准确反映直流偏移电平。然而在建立过程期间，音频相关变化将平均掉，随着偏移补偿电路对相对大量周期进行积分，由于输出信号SOUT和参考信号VREF产生的脉冲计数差将由直流偏移中的任何差造成。因此，不需要明确的滤波，尽管在某些实施方案中，输出信号可被滤波以提供在音频带宽中的更强衰减，或是在模拟输入至多路复用器之前或在计数器之后数字化进行。因此，所述补偿电路在音频信号存在时仍可工作，以提供对于直流偏移的持续不断的或定期的校正。本发明的实施方案将能补偿音频信号通路中的所有偏移来源。准确度仅由通过DAC施加的补偿信号的电压分辨率（包括不管是DAC的还是其他的任意比例因子）和反馈通路自身的任何直流偏移限制。然而，VCO引入非常少的偏移，并且对常规ADC的需要的消除导致反馈回路有非常少的误差，这是非常有利的。反馈通路中的误差来源原则上包括：a.多路复用器引入的任何偏移，例如CMOS传输门之间的电荷注入失配造成的；b.计数器的工作周期中的常差（consistenterror）。如前所述，通过产生物理上接近计数器逻辑电路的一个匹配的二分频时钟信号，可使计数器工作周期中的任何误差减到最小。因此，本发明的实施方案可包括一个时钟分频器，用于将主时钟信号二分频以提供为计数器计时的信号，其中该时钟分频器被配置为物理上邻近计数器逻辑电路，即，距离该计数器为短距离，例如少于约100μm，并且可能在10-20μm以内。正如上文所提到的，补偿信号可在音频DAC101（如果存在）之前被供应，或者补偿信号与模拟输入信号结合，以补偿在音频信号通路中的全部偏移。然而，在某些实施方案中，音频信号通路中的可变增益（例如音量信号）的变化可导致直流偏移中的阶跃变化。例如，设想音频信号通路由一个音频DAC、一个可变增益元件和一个放大器组成。对于可变增益元件的第一增益设置，在没有任何校正的情况下，如果DAC有某一等于+2mV的有效偏移的直流偏移并且放大器有+3mV的有效直流偏移，则出现在该放大器输出的总偏移将是+5mV（为了简单起见，忽略掉源于可变增益元件自身的任何偏移）。对于第二增益设置，如果可变增益元件的增益改变，这将会对DAC贡献的直流偏移有很明显的影响，但是可能对放大器贡献的直流增益没有影响。因此，例如，经过第一增益设置后，如果第二增益设置代表1.5倍的增益增加，DAC贡献的名义上的直流偏移将增加到+3mV。因此，在没有任何校正的情况下，从第一增益设置至第二增益设置的变化将导致直流偏移从5mV跳至6mV。如果将补偿（即校正）信号施加于信号通路，则尽管可变增益元件的增益位于第一增益设置，经过一段时间，该补偿信号将建立至导致-5mV补偿的稳定状态值，使得在没有任何信号存在的情况下放大器产生的输出是0V。如果在可变增益元件之后该补偿信号被施加于信号通路，则对于第二增益设置，可变增益元件的增益的突然变化将不会改变由放大器接收的补偿信号值。因此，紧跟在增益设置变化之后，补偿信号将继续补偿5mV偏移，然而名义上需要的补偿电平是6mV。因此，输出信号将从被校正的电平0V跳至有实际1mV偏移的电平。如果所述补偿信号替代地在所述可变增益元件之前被施加于信号通路，则增益的突然变化还将导致放大器处的补偿信号值的突然变化。在该简化的实施例中，补偿信号的值将有效地变到名义上7.5mV的校正。这实际上比所需要的大，且因此将会导致放大器输出下跳1.5mV。因此，在该简单的实施例中，即使在一个增益设置处任何直流偏移已经被完全校正，增益设置中的一个变化（例如，由于音量设置中的变化引起）仍可导致输出信号的电压电平的突然变化。当然，补偿电路可随后开始调节至新的设置并且作用于减少产生的偏移，但是关于增益设置的变化的突然跳动可能导致一个听得见的伪音，例如“噼啪”。还会明了，上述实施例讨论了DAC和放大器之间的一个分立的可变增益元件。然而，类似考虑还适用于其中放大器自身的增益可变的情况，例如通过可变电阻器反馈。图9示出了本发明的具有分别用于补偿音频信号通路的不同部分的直流偏移的两个反馈通路（形成两个反馈回路）的一个实施方案。所述信号通路包括一个数字输入DIN、一个如上描述的DAC101和一个可变增益放大器901。所述信号通路包括一个连接器，例如一个插座，如果使用时，该插座被连接至一个连接器（诸如插口）和一个负载908。该电路具有配有开关或多路复用器的偏移补偿电路107，以及装置902用于提供两个供选择的反馈通路：一个内部反馈通路903和一个外部反馈通路904。所述内部通路903包括另一个DAC905和一个锁存器906并且给可变增益放大器901反馈回一个模拟补偿信号。外部通路904反馈回一个DAC101的数字补偿信号上行流。工作中，内部通路903定义的内部回路首先工作以补偿可变增益放大器901中出现的偏移。DAC101将与放大器901的输入隔离并且该放大器（通常是输入电阻器而不是运算放大器端子）短路至地。DAC101可被一系列的开关907隔离，但在某些实施方案中可通过声明一个禁用信号禁用该DAC。处于禁用状态时，DAC101的输出将是高阻抗。这样可避免在音频信号通路中对开关的需要。在DAC101断开或禁用时，所述内部回路903的工作是补偿放大器901中出现的任何偏移。一旦达到稳定偏移值，该偏移值被存储于锁存器906内，补偿电路107可被复位并且开关902将补偿电路的输出切换至外部回路904。随着由于所述放大器引起的任何偏移通过锁存在锁存器906内的值校正，将补偿由于DAC引起的信号线路中的偏移。结果是，使用上述数值，通路903定义的内部回路将为放大器生成一个3mV的补偿值。通路904定义的外部回路的接下来的工作，将为DAC生成一个确保DAC的输出有0偏移或非常小的偏移的补偿信号。因此即使放大器901的增益得到调整，DAC贡献的偏移将会是小的。结果是对于所施加的增益值的变化，直流偏移中没有显著的跳变。因此，具有限定不同反馈回路的多个反馈通路的本实施方案，分别调整了可变增益的上行流引入的偏移和可变增益的下行流引入的偏移，使得增益的任何变化都不会导致直流偏移电平和补偿信号电平之间的突然失配。图9示出了两个反馈回路，但是如果需要，在其他应用中可使用更多反馈回路。也应该知道，在某些实施方案中，在音频信号通路中可包括一个分立的可变增益元件，例如前置放大器。所述内部反馈回路和外部反馈回路可被布置以分别调整可变增益的上行流或下行流的任何偏移。要注意的是，有用于分别补偿可变增益元件的上行流或下行流的偏移的多个反馈回路的构思代表本发明的另一方面，但是有利地，同时可由在此描述的新型直流偏移补偿电路实施，也可由其他类型的直流偏移补偿电路实施，例如已知的基于ADC的偏移补偿电路。总之，因此本发明的实施方案允许使用相对小且便宜的偏移补偿电路，对信号线路中的直流偏移进行快速并且精确的补偿。所述偏移补偿电路可有一个可变增益，以允许快速补偿至初始的相对粗略的准确度，随后进行更加精确的补偿，以最大化建立时间。所述偏移补偿电路可被布置作为一个音频放大器和/或信号处理电路的一部分，例如可设置于主设备中的音频电路，以充当处理该设备生成的或接收到的各种音频信号的集线器。专用偏移补偿电路可被设置用于每个音频信号输出或被多路复用在少量多个输出之间。包括偏移补偿电路的实施方案的一个音频电路可被实施为：一个主设备，特别是一个便携的和/或电池供电的主设备，例如移动电话、音频播放器、视频播放器、个人数字助理（PDA）、移动计算平台和/或例如游戏机。在这种应用中，小的电路尺寸很重要，并且通过降低直流偏移能耗所增加的效益可带来系统级的好处，例如增加了在电池需要充电之前的工作时间。已就音频电路方面描述了本发明的多个实施方案。然而，总之，本发明的多方面涉及对任何信号线路和各种传感器或其他信号线路中的不希望的直流偏移的补偿，这种视频信号线路例如会有不希望的直流偏移，这些不希望的直流偏移可受益于本文描述的直流偏移校正。应注意的是，上述的实施方案仅是示例而不是限制本发明，且在不脱离随附的权利要求的范围的情况下，本领域的普通技术人员将能设计多种替代实施方案。词语“包括”不排除在权利要求中列出的那些元件或步骤之外存在的元件或步骤；“一（a）”或“一个（an）”不排除多个;单个特征或其他单元可实现权利要求中列举的数个单元的功能。词语“放大”除了增加（即放大）之外，还意味着“衰减”（即减少）。权利要求内的任何参考数字或标注不应该被解释为限制它们的范围。