串联连接的功率开关的电压平衡的制作方法

本发明一般地涉及用于使串联连接的功率开关器件电压平衡的方法、用于使串联连接的功率开关器件电压平衡的电路、用于使串联连接的功率开关器件动态电压平衡的方法以及用于使串联连接的功率开关器件在接通期间动态电压平衡的电路。

背景技术：

当功率开关模块(例如，IGBT模块/器件)串联连接并开关时，所测得的每个器件的集电极到发射极的电压在任何时候都不应超过最大额定值。但是，考虑静态的关断(OFF)情形，由于在模块之间的参数不平衡，当该串联器件关断时，器件两端的电压可能不保持为恒定的，因为模块的输出电容可以充电和放电。因此，最好采取措施来确保在器件关断时每个器件两端的电压都保持于模块的额定值之内。

所谓的“静态均压(voltage sharing)”一般会使在串联连接的每个个体IGBT模块两端的电压保持平衡，使得在器件关断时任何一个器件都不会超过其电压额定值。

同样地，最好在切换沿(switching edge)期间提供“动态均压”。如果整串(a chain of)器件不同步切换，例如，由于某个器件提前或延迟切换，则器件可能会被破坏。例如，在器件接通时，有可能某个器件还落在后面，并且它将会很快地受到全阻断电压的作用。动态均压一般会使在串联连接的每个个体IGBT模块两端的电压保持平衡，使得任何一个器件在开关期间都不会超过其电压额定值。

一种均压技术涉及使用与功率开关器件并联的一系列电压平衡电阻器。还可以并联地使用某些电容器件来支配IGBT模块的电容。但是，这样的附加电路可能会尺寸较大且浪费电力。

其他技术一般为反馈控制方案，例如，有源电压控制(AVC)，在有源电压控制中每个功率开关器件都具有它自己的反馈回路，这样的回路一般以相同的参考信号分布曲线来驱动。这样的电路可以通过限制IGBT集电极的电压来防止串联的IGBT超出其安全工作极限工作。图14a和14b分别代表示例的有源电压控制(AVC)电路和级联有源电压控制(CAVC)电路，这两个图各自示出了参考信号正被输入差分放大器的Vref端子。这样的AVC或CAVC电路可以应用于每个功率开关器件，与所述器件串联连接。AVC的示例见于WO97/43832和WO 2008/032113(均为Patrick Palmer等人的)中。(C)AVC还能够用于对功率开关器件进行电压箝位。

此外，就AVC而言，且考虑了例如以上所讨论的背景技术，本发明人现在认为：由于在大的功率开关模块内的寄生(杂散)电感和电阻，反馈控制方案的实际实现是困难的。在这点上，本发明人进一步认为：要使多个IGBT与AVC同步，可以在关断时引入电压平台(plateau)。这可以使该多个IGBT在短时间内保持于线性区域内，以便使切换沿同步。更进一步，本发明人现在公开：在接通时，电流测量和反馈方案将是优选的，因为电流在电压变化之前累积，所以要使器件同步，优选的可以是使多个IGBT保持于低电流状态。但是，基于电流的控制可能是昂贵的、不精确的、有损失的和/或电流的测量可能是缓慢的。特别地，在没有功率损失的情况下和/或在动态范围较宽的情况下测量很高的电流(例如，数千安培)是困难的。而且，会减小回路带宽的反馈回路延迟意味着：可能只有可能控制缓慢切换的器件。较慢的切换一般地可允许更多的控制，但也会导致更高的功耗，即使是在电路被设计为于0伏特处切换时。

对于某些应用(例如，高压直流(HVDC)转换器和中压电机驱动)，用于串联连接的IGBT模块的解决方案是所特别期望的。例如，在HVDC电压源转换器(VSC)中，串联连接的IGBT模块能够被用作AC开关，在该AC开关中开关频率是低的(100至120次每秒)。系统内的损耗主要是IGBT的导通损耗，所以缓慢切换可能不成为问题。但是，在某些故障条件下，IGBT需要在短时间内以更高的速率(例如，2kHz)来切换，所以系统设计需要考虑在故障条件下的较高的切换损耗。较高频率的切换要求一般意指不能使用其他功率半导体，例如，晶闸管或GTO。因此，对功率开关器件(例如，IGBT)的改进控制是所期望的。

鉴于上述情况，仍然需要提供对具有例如低功耗、精确均压和/或快速平衡等的串联连接的功率开关器件(例如，IGBT)的电压平衡和/或箝位(clamping)。除此之外或作为选择，对于这样的电压平衡和/或电压箝位，在串联连接器件的静态的关断状态和/或动态的通/断开关转换中的改进的电压平衡是期望的，优选的是具有较低的元件数和/或成本等。

为了用来理解本发明，参考以下公开内容：

-EP 0 898 811 B1(剑桥大学技术服务有限公司，Palmer等)，来自与1997年11月20日公开的、申请人和发明人为Patrick Palmer等的WO 97/43832为同一族的EP 97 921 962.3(1999年3月3日公开)；

-US 2010/0060326 A1(剑桥企业有限公司，Palmer等)，2010年11月3日公开，与2008年3月20日公开的、申请人和发明人为Patrick Palmer等的WO 2008/032113为同一族；

-GB 2 488 778 B(Amantys有限公司，Palmer等)，对应于2012年12月9日发布的GB 1 103 806.4；

-US 2005/253165 A1(Pace和Robbins)，2005年11月17日公开。

技术实现要素：

根据本发明的第一方面，提供了一种用于使串联连接的功率开关器件电压平衡的方法，其中至少一个所述功率开关器件与相应的分流器并联连接，每个所述分流器都具有可控的阻抗，用于可控地传导从相应的所述功率开关器件中分流出的电流，该方法包括：控制每个所述分流器以在功率开关器件的关断期内跟随一系列逐个增高的阻抗状态，该系列阻抗状态包括至少两个所述阻抗状态，其中每个所述系列阻抗状态至少包含分流器的第一阻抗以及还有分流器的更高的第二阻抗，该第一阻抗响应于关于关断期起始的指示而发生。

有利地，一种实施例可以允许在关断期起始时的电流不平衡由分流器承担而不是由功率开关器件承担，该功率开关器件优选地将更多的电流作为不平衡电流(例如，尾电流和/或漏电流)消退(subside)。这可能会导致在功率开关器件之间的低的电压不平衡，并因此改善静态电压平衡。

在这点上，分流器可以通过电流，否则该电流会通过相应的功率开关器件。旁通电流将取决于分流器的阻抗(电阻和/或电抗性阻抗)，该分流器优选地在功率开关器件已经关断之后立即具有第一阻抗状态。分流器阻抗可以在关断期起始之时或之前减少以便具有第一阻抗状态。关断期的起始可以这样来指示：例如通过检测分流器或功率开关器件的电流基本上达到零(考虑到例如尾电流)或者预定的电流水平，或者通过检测分流器或功率开关器件两端的电压达到预定水平，和/或到至少一个分流器的关断信号被激活时(可任选地应用预定的延迟，以随后提供关于关断期的起始的指示)。阻抗增加可以涉及2、3或更大，优选为预定义的、离散的阻抗状态或者形成阻抗的逐渐的、光滑的增加的一部分的阻抗状态。

而且，该系列阻抗状态可以根据分流器控制输入电平(Zref)和/或从每个状态变为下一状态的时序来预先定义。为产生分流器的所述阻抗而施加的至少一个这样的水平可以基于分流器两端的电压和/或通过分流器的电流的测量值(例如，使用与分流器串联的感测电阻器)来确定。

还可以提供这样的方法，其中第一阻抗在与分流器并联的所述功率开关器件的尾电流期间出现，并且该系列阻抗状态的后一个所述阻抗状态在功率开关器件的漏电流期间出现。一般地，当每个功率开关器件关断时，它将会由于在器件内的少数载流子的再结合而具有尾电流。这样的尾电流(例如，从50A起在～20μs内消退的尾电流)可以基本上与器件在关断之前所载的电流大小成比例，并且如果器件已经接通了例如至少20μs，则可以更清楚地看到。一旦尾电流已经消退，来自器件的漏电流(一般为微安培的量级)就可以继续流过。漏电流一般为DC电流，并且可以是关于温度和/或器件特性的差异的函数。

在这点上，应当指出，尾电流和漏电流在给定的开关条件下可以由于制造变化而因器件而异。即使串联连接的开关器件在关断时同步切换，尾电流之差和漏电流的不平衡一般地也会意味着在器件两端的电压将会发散。优选地，在所有功率开关器件上的分流器的附加或替代使用可以代表更简单的用于改进或实现均压的技术。

鉴于上述情况，后一个阻抗状态可以响应于检测到尾电流的结束和/或响应于检测到漏电流而出现。同样，第一电阻可以响应于检测到尾电流的起始而出现。任一这样的电流都可以通过例如测量与至少一个分流器串联的感测电阻器的电流或电压(例如，检测出测量值或其变化率达到阈值水平)来检测。

还可以提供这样的方法，包括：监测每个分流器的信号以由此检测出在所监测信号之间的不平衡，其中每个所述信号均指示通过分流器的电流和分流器两端的电压中的至少一项，其中至少一个所述分流器的所述逐个增高的阻抗状态中的至少一个阻抗状态响应于检测到所述不平衡的减小而出现。对来自相应的分流器的信号的监测和控制可以集中执行，例如在从分流器中接收反馈的中央阀控制器处集中执行。因而，控制器可以检测出指示这样的不平衡的信号之间的差值。

还可以提供这样的方法，其中分流器的所述逐个增高的阻抗状态中的至少一个阻抗状态在所监测的该分流器的和至少一个(优选为全部)别的所述分流器的所述信号之间的最大检测差小于预定大小时出现。该大小可以是预定的阈值，或者是所监测信号的最小值、平均值或最大值的预定分数或百分比。因而，全部分流器都可以在代表不平衡程度的最大差值达到该大小时更改为下一个阻抗状态。这可以应用于从该系列中的一个状态到下一个状态的一次或更多次转换(例如，最后一次转换)。

还可以提供这样的方法，其中至少一个所述分流器的所述逐个增高的阻抗状态中的至少一个状态(例如，第二个或后一个)(优选为全部)在从关于关断期的起始的指示起的预定时间延迟处出现。因而，状态间的转换的时序可以预先确定，而非响应于信号监测来确定。

还可以提供这样的方法，包括在从关于关断期的起始的指示起的预定时间处关断至少一个(优选为全部)分流器。

因而，可以控制分流器以使它们在预定的时间处具有该系列中的最高电阻状态。从而可以限制在关断期起始时的电压平衡的持续时间，使得正常的开环或闭环(例如，使用AVC)控制可以接管。

还可以提供这样的方法，包括同步地控制分流器阻抗。因而，这种可使在一连串功率开关器件上的分流器的阻抗增加的状态间转换可以基本上(例如，精确地)同时发生，优选地在中央控制器的控制之下。

还可以提供这样的方法，其中功率开关器件包括IGBT。例如，可以使用垂直的IGBT，这些IGBT一般优选用于高功率的、高电压的应用。一般地，功率开关器件可以是任何非闭锁型功率开关。

根据本发明的第二方面，提供了用于使串联连接的功率开关器件电压平衡的电路，该电路包含：配置用于与相应的所述功率开关器件并联连接的至少一个分流器；配置用于接收关于功率开关器件的关断期的起始的指示的控制电路；该控制电路还被配置用于控制每个所述分流器的阻抗以在关断期内跟随一系列逐个增高的阻抗状态，该系列包括至少两个所述阻抗状态，其中每个所述系列都至少包含分流器的第一阻抗以及还有分流器的更高的第二阻抗。

类似于第一方面，这可能会导致在功率开关器件之间的低的电压不平衡并因此改善静态电压平衡。

还可以提供这样的电路，其中指示包括用于触发功率开关器件的关断的关断信号。因而，该指示可以是用于启动关断全部功率开关器件(例如，IGBT)的信号，并且可以接收自中央阀控制器。作为选择，该信号可以用于启动对各自功率开关器件的关断。

还可以提供这样的电路，其中控制电路被配置用于从每个分流器接收指示通过分流器的电流和分流器两端的电压中的至少一项的信号，并且基于该信号来控制每个分流器，使得该第一阻抗在与分流器并联的所述功率开关器件的尾电流期间出现，并且该系列阻抗状态的后一个所述阻抗状态在功率开关器件的漏电流期间出现。

还可以提供这样的电路，其中控制电路被配置用于检测通过功率开关器件的尾电流的结束，并且用于响应于所述检测而控制分流器以使其具有后一个阻抗。

还可以提供这样的电路，包括：具有用于从每个所述分流器接收用于指示通过分流器的电流和分流器两端的电压中的至少一项的信号的输入的控制电路，该控制电路被配置用于监测在所接收的信号之间的不平衡，并且用于响应于检测到所述不平衡的减小而触发分流器的至少一个所述逐个增高的阻抗状态。

还可以提供这样的电路，其中分流器包括具有可控阻抗的IGBT或MOSFET，该分流器优选为Si或SiC器件。

根据本发明的第三方面，提供了一种用于使串联连接的功率开关器件动态电压平衡的方法，每个所述功率开关器件与具有用于可控地传导从功率开关器件分流出的电流的可控阻抗的相应分流器并联耦接，该方法包括：(a)控制每个所述分流器以使其具有第一阻抗，其中功率开关器件是关断的；然后(b)控制每个所述分流器以使其具有更高的第二阻抗，从而促使电流从分流器换向至与该分流器并联耦接的功率开关器件；并且(c)使每个所述功率开关器件完全接通。

在一种实施例中，功率开关器件从而可以通过允许相应的分流器传导由其第一阻抗确定的初始的“已知”电流而以受控的方式接通，该电流实际上随后在分流器改变至其第二阻抗时被传递给功率开关器件。(该电流的传递可以允许功率开关器件在还没有完全接通(例如，饱和)时就进入其活动区)。因而，在动态接通期间通过功率开关器件的电流增加的时序以及电流增加的水平可以得以控制。从而可以减小由功率开关模块之间的差异引起的电压不平衡，例如，输出电容。在这点上，应当指出，如果每个分流器在完全接通器件的步骤之前都具有包括第一及第二阻抗在内的一系列递增的阻抗状态以及多个已增大阻抗中的额外的一个，则可能发生超过两次从每个分流器到相应的功率开关器件的电流换向。

还可以提供这样的方法，其中每个分流器在具有第一阻抗时都受到控制以使预定义电流在步骤(b)中换向至与分流器并联连接的功率开关器件。

还可以提供这样的方法，包括使用反馈回路来控制相应的所述功率开关器件，每个所述反馈回路都包含从与功率开关器件并联耦接的分流器接收用于指示通过分流器的电流和分流器两端的电压中的至少一项的反馈信号的差分放大器，其中该差分放大器基于在参考信号与所述反馈信号之间的差异来控制相应的功率开关器件，其中对于每个所述反馈回路，步骤(b)都包括：为差分放大器设定参考信号以使其不同于反馈信号；差分放大器响应于参考信号与反馈信号之间的差异而开始接通功率开关器件；检测反馈回路的稳定度；并且然后响应于所述变化检测而增加分流器的阻抗(优选为多步地和/或平滑地)，并且其中步骤(c)包括调整参考信号以促使反馈回路完全接通功率开关器件。

这样的差分放大器可以包括任意类型的比较器并且优选为模拟的，例如，以运算放大器来实现。

还可以提供这样的方法，其中检测反馈回路的稳定度包括检测反馈信号的预定义变化。例如，预定义变化可以是该差值的预定义的一部分，例如，参考信号与反馈信号之差的25％、50％、75％。

还可以提供这样的方法，其中控制每个所述分流器以使其具有更高的第二阻抗包括控制分流器以使其具有一系列逐个增高的阻抗，从而达到更高的第二阻抗。这样的阻抗可以是离散的阻抗水平，或者可以是平滑或逐渐增加的阻抗的一部分。

还可以提供这样的方法，包括同步地控制分流器阻抗。这样的控制可以使得阻抗(例如，电阻)的增加正好同时发生，优选地处于与全部的分流器控制端子(例如，栅极)耦接的中央控制器的控制之下。

还可以提供这样的方法，其中串联的功率开关器件中的至少一个并不受所述反馈回路控制，该方法包括：至少在步骤(a)和(b)的过程中，与不受所述反馈回路控制的功率开关器件并联耦接的每个分流器具有比第一阻抗低的阻抗；然后在步骤(c)之前，完全接通不受所述反馈回路控制的功率开关器件。

根据本发明的第四方面，提供了用于使串联连接的功率开关器件在接通期间动态电压平衡的电路，该电路包含：配置用于与相应的所述功率开关器件并联连接的至少一个分流器；以及控制电路，具有：用于接收可触发功率开关器件的关断的接通信号的输入；以及用于响应于接通信号而控制所述分流器以使其具有第一阻抗并随后控制分流器以使其具有更高的第二阻抗从而促使电流从分流器分流至与该分流器并联耦接的功率开关器件的至少一个输出，该控制电路被配置用于随后使每个所述功率开关器件完全接通。

还可以提供这样的电路，包含：用于控制相应的所述功率开关器件的反馈回路，每个所述反馈回路都包含具有从与功率开关器件并联耦接的分流器接收用于指示通过分流器的电流和分流器两端的电压中的至少一项的反馈信号的输入的差分放大器，其中该差分放大器被配置用于基于参考信号与所述反馈信号的比较而控制相应的功率开关器件。

还可以提供这样的电路，其中串联的功率开关器件中的至少一个缺少所述反馈回路，并且控制电路被配置用于控制与串联的功率开关器件中的至少一个并联耦接的分流器以使其具有比第一阻抗低的阻抗。

还可以提供这样的电路，其中分流器包括具有可控阻抗的Si IGBT或SiC MOSFET。

根据另一方面，提供了多个分流器，每个都具有与相应的所述功率开关器件的导电端子耦接的第一导电端子；并且对于每个所述分流器：第一配置开关可被控制用于将分流器的第二导电端子耦接至功率开关器件的另一个导电端子，以配置分流器使其与所述功率开关器件并联耦接；并且第二配置开关可被控制用于将分流器的所述第二导电端子耦接至功率开关器件的控制端子，以允许分流器在第一配置开关处于关断时对控制端子上的电压进行箝位。从而，可以提供可使用该分流器或者每个分流器来提供电压平衡和/或箝位的可配置电路。第一及第二配置开关可以分别称为M2和M1，并且优选地受到控制，使得这两个开关不同时处于接通。第一导电端子可以与功率开关器件的集电极导电端子耦接。第一配置开关可以被控制用于在第二配置开关关断时将分流器的第二导电端子耦接至功率开关器件的另一个导电端子(例如，发射极)。箝位动作，例如，在动态的接通或关断过程中，可以通过传导通过与二极管串联的分流器来实现。分流器的阻抗可以基于例如感测电阻器两端的电压来控制，以控制通过二极管提供给功率开关器件的栅极的电流。

还可以提供这样的电路，包含配置用于接收关于功率开关器件的关断期的起始的指示的控制电路；该控制电路还被配置用于，在第一配置开关接通且第二配置开关关断时，控制至少一个所述分流器的阻抗以使其在关断期内跟随一系列逐个增高的阻抗状态，该系列阻抗状态包括至少两个所述阻抗状态，其中每个所述系列包括至少分流器的第一阻抗以及还有分流器的更高的第二阻抗。

还可以提供用于串联连接的功率开关器件在接通期间的动态电压平衡的电路，该电路包含控制电路，该控制电路具有：用于接收触发功率开关器件的关断的接通信号的输入；以及至少一个输出，用于在第一配置开关接通且第二配置开关关断时响应于接通信号而控制至少一个所述分流器以使其具有第一阻抗并且随后控制分流器以使其具有更高的第二阻抗从而促使电流从分流器分流至与该分流器并联耦接的功率开关器件，该控制电路被配置用于随后使每个所述功率开关器件完全接通。

优选实施例在所附的权利要求书中定义。

优选实施例的上述方面中的任意一个或更多个方面和/或上述可选特征中的任意一个或更多个特征可以按照任意排列进行组合。

附图说明

为了更好地理解本发明并且为了示出本发明的实施方式，下面将通过举例的方式来参照附图，在附图中：

图1表示处于静态关断状态(由开路表示)且与分流器(每个均被表示为并联的电阻器和瞬态吸收器(transorb))并联的功率开关器件；

图1a类似地表示处于静态关断状态且与分流器(每个均被表示为并联的电阻器和瞬态吸收器)并联的功率开关器件，其中所有IGBT均为关断的，分流器具有高阻抗，并且瞬态吸收动作发生；

图2至7表示在一种实施例中的接通阶段，其中上图示出两个串联连接的功率开关器件及相应的分流器(每个分流器均被表示为电阻，每个功率开关器件均被表示为开路或电流源)，并且其中下图示出第n个/每个第n个功率开关器件(被表示为短路或开路)及相应的分流器(被表示为电阻器)；

图2a至7a类似地表示在一种实施例中的接通阶段，其中这些图示出了两个串联连接的功率开关器件及相应的分流器(每个分流器均被表示为电阻，每个功率开关器件均被表示为具有可选的反馈控制电路的IGBT)，进一步与第n个/每个第n个功率开关器件(被表示为接通或关断的IGBT)及相应的分流器(被表示为电阻器)串联；

图8示出了在图2至7和/或2a至7a的过程中的功率开关器件和分流器上的示例电压和电流的示意图；

图9a、9b共同示出了反馈控制式功率开关器件的关断的示例步骤，其中反馈回路包含差分放大器(被表示为具有+号的圆圈)，并且每个分流器充当可控电压箝位器(由瞬态吸收器D表示)。在图9b中省略了差分放大器，因为在这种状态下功率开关器件IGBT被关断并且反馈回路不活动；

图9c，9d类似地共同示出了反馈控制式功率开关器件的关断的示例步骤，其中反馈回路包含差分放大器，并且每个分流器充当可控电压箝位器(由瞬态吸收器表示)。在图9b中省略了差分放大器，因为在这种状态下功率开关器件IGBT被关断(-10V)并且反馈回路不活动；

图10示出了在静态关断期的起始时的示例电流和电压特性；

图11示出了在静态关断期的起始时分流器的示例阻抗变化，该阻抗在尾电流期间增大；

图12示出了连同作为电平控制器的形式的可选的接口电路一起的包含功率开关和分流器的阀的一种实施例；

图13a示出了图1至7和/或2a至7a、9a、9b和12的任意分流器的复用的一种示例布局。类似于图11，I-V曲线的一个理想化集合示出了分流器M3的示例阻抗变化；

图13b示出了用于例如在静态关断起始时进行电压平衡的分流器M3的示例电流-电压分布曲线；

图13c类似地示出了图1至7和/或2a至7a、9a、9b和12的任意分流器的分流器复用的一种示例布局，该分流器电路包含FET M3、电压测量电路、电流测量电路和分流器控制块；

图14a、14b分别示出了有源电压控制(AVC)电路和级联有源电压控制(CAVC)电路；

图15示出了一种包含一连串功率开关器件的示例；

图16表示处于静态接通状态且与分流器(每个均被表示为并联的电阻器和瞬态吸收器)并联的功率开关器件，其中所有IGBT均为接通的，并且分流器的阻抗是不重要的。

具体实施方式

图12示出了包含功率开关器件子系统(功率开关)(例如，IGBT或MOSFET)的系统实施例的顶层结构，每个子系统均具有控制电路、输入参考电压Vref以及与并联的分流器耦接的集电极和发射极端子(C，E)。来自中央阀控制器(可选地经由电平控制器)的每个控制信号Zref均控制着相应的分流器的阻抗。

在图15中提供了实施例的一种可替换表示，具有中央控制器(控制电路)151以及一连串的功率开关器件153(仅为示例)。控制电路接收关于功率开关器件中的至少一个(优选为全部)的关断期的起始的指示和/或用于触发功率开关器件中的至少一个(优选为全部)的关断的接通信号。用于电压平衡的反馈回路使用可选的AVC反馈电路(例如，分压器)155以及用于接收参考信号(例如，Zref)的差分放大器152来提供。分流器154与每个功率开关器件153并联耦接并且与感测电阻器156串联耦接。分流器反馈用于指示通过感测电阻器的电流或其两端的电压的信号。作为选择，反馈信号可以例如指示分流器或IGBT的集电极电压或集电极-发射极电压。

阀一般地包含形成总体开关的功率开关模块的集合，每个模块均至少包含功率开关器件，例如，IGBT。还要提到的是阀控制器，该阀控制器一般地包含用于协调多个此类模块的开关的器件。(应当指出，在本说明书中，“器件”和“模块”在涉及功率开关器件时可互换使用；模块可以包括功率开关器件以及其他任意可选的构件，例如，续流二极管)。

还要提到的是分流器，有时作为选择被称为/被表示为例如电阻器或有源电压箝位器。分流器优选地包括可控的线性器件，例如，MOSFET(优选为高频的此类器件)，并且在一种实施例中可以被描述为可编程旁路元件。在标准的栅极驱动中，瞬态吸收器件(瞬态电压抑制器)通常被连接于器件的集电极和栅极之间，以提供电压箝位，并且因此用于瞬态吸收器的符号在某些附图中已经被用来至少部分表示分流器。

一般地，实施例可以提供用于平衡串联连接的功率器件的方法，以在开关期间确保静态均压和/或电压箝位。在每个串联连接的IGBT两端的电压均可以至少在通-断转换、断-通转换期间和/或在模块关断的静态关断期间进行管理。

这可以使用每个均与各自的功率开关模块并联起来工作的且在开关周期内执行各种功能的有源电路来实现。每个有源电路均具有可以对其应用反馈控制方案的分流器。分流器可以包括优选为能够比功率开关模块更容易控制的高压晶体管(优选地具有与功率开关模块相似的额定值)。相对于功率开关模块，分流器可以包括更小的器件和/或优选为高电压快速器件。示例器件为Si IGBT或SiC FET，例如，SiC MOSFET。分流器可以被用来模拟电阻器(或者电阻性和/或电抗性阻抗)或瞬态吸收器，或者并联的二者。如同下文将更详细描述的，分流器可以被用作与功率开关模块并联的电流分流器和/或有源箝位器。通信系统可以被用来给阀控制器发送所测得的参数，例如，分流器电压和/或电流。对于开关过程的各个部分，阀控制器可以回应以目标箝位电压和/或电阻值。

受控的分流器实际上可以是具有控制系统的有源开关并且与主功率开关器件(IGBT)并联工作。这样的分流器可以确保在串联连接的器件两端的电压被平等共享。在关断之后，例如，在静态关断的起始时，分流器可以受到控制(例如，通过图12所示的Zref)以使尾电流平衡，并然后回退以使漏电流平衡。除此之外或作为选择，分流器可以受到控制以传递“已知的”(预设的或由预设的控制参数确定的，或者通过例如使用感测电阻器并相应地调整分流器阻抗来测量分流器内的电流而设定为预定值)电流，该电流然后被输送给相应的功率开关器件以便使功率开关器件进入操作活动(线性)区。自此，功率开关器件能够更容易地以已知的时序来控制。除此之外或作为选择，在接通时，分流器可以流出一小部分(例如，10％)的负载电流，该负载电流然后被转移到相应的功率开关器件上以使该器件变为活动。

因此，分流器控制可以至少部分地确定相应的功率开关模块的接通和/或关断开关时间。这会有助于确保开关更加精确地同步。

考虑例如IGBT，应当指出，“尾电流”一般地被定义为IGBT的集电极电流(Ic)波形中的Ic在初始的突然下降之后继续流动的那部分。IGBT一般地在关断过程中展现出尾电流。过量的载流子一般地在关断过程中被存储于漂移区内。由于缓慢的再结合过程，可能需要相对较长的时间来去除过量的载流子。因此，IGBT的“尾时间”能够是长的。当IGBT为关断时，在特定的集电极-发射极和栅极-发射极电压下，漏电流可以从集电极流至发射极。漏电流一般地流过反向偏置的集电极发射极结，并且一般地随温度升高而增大。

静态关断状态

下面参照示出了分流器以及处于关断状态的功率开关器件(从而被表示为开路)的图1来考虑用于控制串联连接的功率开关器件(在下文假定为IGBT)的一种示例实施例。这样的实施例的更详细示意图示于图1a中。

在关断状态中，串联连接的IGBT一般地表现为如同一连串的电容器那样，每个均支承着总电压的一部分。由于在IGBT之间的参数变化(例如，漏电流)，它们两端的电压开始随着电容充电和放电而发散。分流器可以在静态关断期间的任何时候(例如，在动态关断之后的起始时)都受到控制(例如，通过图12所示的信号Zref)，以使漏电流平衡，并因此使每个IGBT两端的电压变为均衡。在这点上，为了表示分流器的简化起见，图1示出了并联的电阻器和瞬态吸收器，该分流器电路可以包含表现如同并联的电阻器-瞬态吸收器的组合那样的单个物理构件。分流器的电流和/或电压可以被测量并被发送回到阀控制器，使得该控制器能够适当地设定目标分流器的电阻、电流和/或电压(例如，电压箝位电平)。

进一步关注静态关断的起始，在IGBT关断的不久之后，在大的尾电流之间的不平衡可能意味着需要大的分流器电流——但是最终可能仅需要小电流来平衡模块间的漏电流差。管理这种变化的一种方式是在开始时将所有分流器设定为低阻抗，然后随时间流逝而增高阻抗，例如遵循随时间变化的预设的阻抗分布曲线，并且其中分布曲线的受控阻抗值和/或阻抗变化的时序依据分流器的电流和/或电压测量值，优选地依据此类测量值的不平衡来控制。所有分流器的此类测量值可以被结合起来用于控制所有分流器以使其遵循同样的阻抗分布曲线。作为选择，至少一个分流器可以仅基于例如该分流器和/或相邻分流器的测量值来控制。在一种优选的实施例中，阀控制器均等地设定所有串联的分流器的阻抗(例如，电阻)，并且在允许的情况下随时间流逝而增加阻抗值(例如，取决于使用例如与分流器串联的感测电阻器检测到的分流器的电流和/或电压的不平衡)以降低功率损耗。

因而，一种实施例可以调整分流器电阻以在静态关断状态期间，即，在所有开关器件(例如，IGBT)均被控制为关断时控制尾电流和/或漏电流不平衡的影响。每个分流器在与“主”开关器件(即，相应的功率开关器件)并联起来使用时，可以允许电流从主开关器件分流到分流器内。在功率开关器件当中的电压不平衡因而可以得到减小/避免，取决于在分流的电流现在流过其内的分流器的阻抗两端所产生的电压。在静态关断状态期间，优选地所有分流器都是活动的并从而能够控制尾电流和/或漏电流。最初，每个分流器都可以受到控制以表示低电阻(在分流器特性上的高I/V梯度)并从而基本上传导尾电流，以在尾电流的持续时间内减少功率开关器件的电压不平衡的产生。随着尾电流消退，分流器(一个或多个)的电阻可以(平滑地或逐步地)增大以减少损耗。

在这样的方案中，在器件中的尾电流和/或漏电流的不平衡可以有利地通过检测每个分流器两端的电压和/或流过其内的电流(而不是通过相应的功率开关器件的电流)来检测。所有分流器都可以受到监测，并且检测结果可以被用于通过中央控制器对分流器进行的控制，例如，使用图12所示的阀控制器。一般地，分流器的电流大小相对较低，使得借助于与分流器串联的电阻来测量分流器的电流将会仅造成低的损耗。

考虑时序，分流器优选地全都被同步控制。因而，所有分流器都可以受到控制以基本上(例如，恰好)同时改变阻抗。这样的控制可以遵循预先编程的分布曲线，对于每个分流器，该分布曲线涉及更多个逐个递增的电阻状态中的两个电阻状态，例如，图11所示的状态。至少一个状态会在尾电流期间出现，并且至少一个其他状态在漏电流期间出现。状态转换可以包括阻抗的阶跃变化，或者可以是平滑的。如上所述，分流器的阻抗状态转换的时序可以被预先编程好，或者可以根据检测结果所反映的电流不平衡(例如，平均差值或最大差值)实时地确定。所检测到的分流器电流和/或电压的差值预计将随时间流逝在每个电阻状态中减小；在这种情况下，分流器会受到控制以在最大检测差小于预定大小时变为更高的电阻状态。这样的预定量可以是绝对的电流/电压差，或者可以是例如最小或最大测量电流/电压的某个分数或百分比。在一种实施例中，分流器能够受到控制以在分流器电流的最大差值指出最大电压差小于预定量(例如，5％)时移至更高的电阻状态(例如，在每个开关器件两端的电压为～2000V的情况下，分流器会受到控制以在小于100V的最大差值被指示时移至更高的电阻状态)。

为了允许分流器由中央控制器同步控制，可以使用时钟和/或控制信号来进行与分流器相关的时序控制。因而，分流器可以具有数字时序控制电路，以还接收除了Zref信号之外的时钟信号，并且可以在由所接收的时钟和/或控制信号确定的时刻作用于Zref信号上。

每个分流器优选地(即，不一定)在功率开关器件的静态关断期之前的接通期内为关断的，并且在相应的功率开关器件的关断期间接通以允许电流转移。作为选择，分流器在前一个接通期内可以是接通的，虽然是基本上具有零电流和零电压。分流器可以在尾电流分散到开关器件之后于晶体管关断期内的任意时点(例如，在关断信号之后的预定时间(例如，20μS)处)同步关断。

可选地，一种实施例可以监测每个分流器的电流变化率(dI/dt)，并且优选地于中央阀控制器处使用例如比较器和/或模-数转换器来为该分流器或所有分流器控制阻抗状态转换发生的时间。

在图10中示出了在静态关断期的起始时的示例电流和电压特性。如图所示，每个分流器的阻抗优选地受到控制以至少朝着或者在尾电流的结束时增加。(进一步的增大可以在漏电流期间发生)。这可以仅包括阻抗的单步变化或多步变化，如同图11的实际(和理想)特性所示。作为选择，每个分流器的阻抗增加可以是平滑的和/或线性的，例如，至少在尾电流时段的结束期间呈现出逐渐递增的阻抗。理想地，该增加依据指示着在分流器内流过的递减的尾电流和/或漏电流的测量值来控制。每个分流器的阻抗的变化优选地在中央阀控制器的控制之下由阻抗控制信号Zref来控制。

鉴于上述情况，一种实施例可以至少在串联的功率开关器件的静态关断状态的起始时提供分流器阻抗控制，使得朝向/在尾电流的起始时，分流器的阻抗是低的，并且朝向/在尾电流的结束时，阻抗是高的。对于所有分流器，阻抗可以按照这种方式同步变化。而且，分流器阻抗可以暂时减小，并且然后在静态关断期间的任何时间响应于检测到的不平衡而增大。

接通

对于在接通期间的动态电压平衡，一种实施例可以在开始时将至少一个分流器的电流设定为预定值(例如，由预设参数确定的值)，并然后将该电流输送给相应的功率开关器件——在下文中一般假定为IGBT。这可以避免或减小在功率开关器件之间因接通期间的延迟所致的电压不平衡，例如，由于不可预知的正好每个IGBT将要达到其活动(active)区的时序。

在开始时，分流器可以全都处于低电阻状态。大多数的IGBT都可以用反馈(例如，AVC)来控制。其他IGBT(例如，串联连接的末端IGBT)可以不具有应用于它们的任意反馈回路，并且最初在反馈回路受到参考电压控制时可能被保持为关断的，以使大多数的IGBT接通，例如至少进入它们的活动操作区。(“其他”IGBT的不同处理可以避免系统过度受约束，但是这样的处理是可选的，例如，如果在包含与分流器的串联连接的电路内存在足够的电阻和/或电容的话)。在大多数IGBT上的栅极电压然后被保持(AVC关断)，使得在IGBT内的电流继续流过。其他IGBT然后可以快速地接通(硬开关)，而该大多数IGBT继续传导恒定的电流。当其他IGBT接通时，在这些IGBT两端的电压崩溃，因为在那些器件上没有活动的AVC。一旦其他IGBT接通，AVC然后就可以被用来使大多数IGBT全都完全接通。分流器的阻抗在整个过程中可以受到控制，以控制在串联连接的IGBT内的电流。

一种用于在接通期间进行动态电压平衡的实施例可以实现多阶段的过程，例如，如图2至7或图2a至7a所示。有利地，这样的过程可以确保：没有任何一个这样的器件先于其他器件切换，并从而任何一个器件都不超过其最大的电压。与基于测量在通过功率开关器件的主电流通路内流过的电流来控制不同的是，在一种实施例中可以使用在大多数IGBT上的每个分流器来将“已知的”(预设的或者由预设参数确定的)电流传输到相应的IGBT。在其他(例如，每个第n个)IGBT上的分流器布局可以确保系统没有被过度约束。这些其他的IGBT/分流器部分可以在串联连接中规则地或更随机地间隔开。已知的分流器电流到相应的功率开关器件上的受控传输可以允许受控的接通，并从而可以改进动态电压平衡。

鉴于上述情况，作为试图执行控制IGBT内的电流这个困难任务的替代，一种实施例执行电荷转移。这可以允许所有IGBT有效地同时进入最终的导通状态。

图2至7详细示出了涉及至少n＝10个功率开关器件(假定为IGBT)的示例过程。由于在这种情况下每个第n个IGBT会被不同地对待，图2至7各自在上图中示出了“主”(例如，1至n-1)IGBT中的示例性两个，并且在下图中示出了不同对待的(第n个)IGBT。优选地，这样的过程可以允许在低功耗的情况下接通。这样的示例实施例更详细地示于图2a至7a中。

在图2中，在初始阶段，功率开关器件是关断的，并从而被示为开路(例如，栅极被保持于-10V，如图2a所示)。要分享电压，每个分流器R均模拟具有阻抗Zref的电阻器(可选地，还具有电抗性阻抗)(诸如，电阻Rfet，例如，100欧姆)，用于输送电流I1，优选地每个第n个分流器被设定为低阻抗，例如，50欧姆。这样较低的阻抗可以被提供，因为在下列状态下，电压可以由于增大的电流而上升并且某些余量(headroom)对于防止以上所述的过度约束会是有利的。

在图3中，每个主IGBT(现在被示为电流源)都具有使用在相应的分流器两端的所测得的稳态电压的电压反馈回路。每个第n个IGBT保持为关断的，在这种情况下相应的分流器具有低的电阻，例如，50欧姆。对于每个主IGBT，反馈控制的设定点为分流器电压(Vr1...Vr9)减去小电压差(d)，例如，50V。小的电压差会迫使反馈回路变为活动的，这进而驱使电流进入IGBT，该电流开始使其接通。优选地，设定点(参照)由接收分流器电压的控制器(例如，中央阀控制器)来确定，该设定点然后由控制器输出，用于控制IGBT。这样的控制器可以同样与所有分流器及相应的IGBT耦接，如图12所示。

图4示出了，在主IGBT的反馈回路已经稳定(可以通过至少一个电压(例如，Vr1、V2等)下降达小差值的预定量或比例(例如，至少d/2)来识别)之后，主IGBT的分流器电阻值增加了例如10倍，在这种情况下达1000欧姆。随后，可以迫使每个主IGBT从相应的分流器中获取电流。在此刻，所有IGBT(除了每个第n个)都是活动的并且传导小的、但优选为测得的(基本上(例如，完全)由预设参数确定的)电流大小。第n个IGBT保持为关断的，并且第n个分流器仍然呈现为低阻抗的电阻器，有利地确保系统没有受到过度约束。在第n个IGBT在此刻没有不同的情况下，则整个系统的行为可以由阀电压以及还有由反馈电压设定值之和两者来设定。如果任意这些约束被改变，则电流可能会快速变化。(在一种实施例中，在任何IGBT都不缺少操作反馈回路的情况下，IGBT和分流器的链条的某个部分改变都可能导致整个链条的不稳定。但拥有至少一个(例如，每个第n个)缺少这样的回路的IGBT，则任何不稳定都可以被限定于具有反馈的那些IGBT和分流器，即，可以不扩展到整个链条)。

在图5中，在第1至第n-1个IGBT两端的栅极电压被保持于由反馈回路所设定的电平。一般地，这将确保电流不会上升。

在图6中，每个第n个IGBT被接通，从而具有低电阻(为了表示方便，在图6中示为短路(作为选择，在图6a中示为在栅极上具有+15V的IGBT)——没有施加于这些IGBT的反馈，它们的电压会在这点崩溃)。在该示例中，第n个分流器下降了3V，该第n个分流器在这个阶段继续具有低电阻，例如，50欧姆。

随后，如图7所示，通过在IGBT 1至n-1周围启用电压反馈回路并降低参考值(Vrx-d；x＝1...n-1)，使IGBT 1至n-1完全接通。图7示出了主IGBT的同步接通。

图2至7(或者一般地上述描述进一步应用于其上的图2a至7a；或者图1至7或1a至7a)的步骤中的至少一个步骤，优选为所有此类步骤，在至少第1至第n(优选为所有)功率开关器件(优选为所有)的链条上同步执行(例如，完全同时)。

在图2至7或2a至7a的过程中，IGBT和分流器两端的电压和电流的表示被示于图8中。如上所述，在早期阶段，所有分流器被设定为低电阻，从而传导电流。随后，分流器1...n-1的电阻增大，它们的传导性下降并且在相应的IGBT内的电流增大。在稍后的时间里，可能缺少任意反馈回路的第n个IGBT被接通，使得在第n个IGBT两端的电压下降，并且通过第n个分流器的电流会相应地下降。当分流器1...n-1最终被完全接通时，在所有串联的IGBT中会有相等的电流流过。

作为反馈回路的替代，例如，如图7或7a所示，能够将至少一个分流器重新用作相应的IGBT的栅极的电压箝位器，以允许IGBT 1至n-1同步开关。这样电压箝位器可以确保没有IGBT会发生过电压。因而，同步开关的机制能够要么是具有反馈回路，即，有源电压控制(AVC)，要么更简单地使用分流器作为箝位器以防止任意IGBT发生过电压，并关断它们使其为开环(无AVC)。同步接通和关断能够使用任意机制来实现，取决于分流器是否被配置为允许AVC或充当箝位器(见图13a)。

应当指出，图2a至7a比图2至7更详细地示出了示例接通过程。在图2a中，所有IGBT都是关断的，并且分流器具有低阻抗。在图3a中，IGBT 1至n-1具有电压反馈，并且分流器具有低阻抗。在图4a中，IGBT 1至n-1具有电压反馈，分流器具有高阻抗，并且电流输送给IGBT。在图5a中，对于IGBT 1至n-1，栅极被保持为恒定电压，使得每个这样的IGBT都保持恒定的电流。在图6a中，IGBT n被接通。在图7a中，通过减小Vref而使IGBT 1至n-1同步接通。

静态接通状态

一般地，所有串联的功率开关器件(例如，IGBT)均在静态接通状态下为接通的，如图16所示。但是，例如，每个分流器都可以是接通的(低阻抗)，以提供边际效率节约，或者是关断的(高阻抗)以允许其冷却。

关断

上述分流器的与关断的动态电压平衡相关的另一种用途或可替换用途被设想出。特别地，作为替代，分流器(例如，晶体管)被连接为电压箝位器，如图9a和9b中的二极管元件D所示(同样地，电压箝位器可以使用图9c和9d所示的电路来实现)。另外的开关可以被用来重新配置分流器使其用于这样的用途，同样地，例如，如图13a或13c所示。

从接通状态切换到关断状态可以是多阶段的过程，优选地用于确保没有任一个功率开关器件(例如，IGBT)先于其他器件切换，否则某些IGBT可能会超过其最大电压。

在此类过程的示例中，并且如图9a或9c所示，第一步骤可以是使功率开关器件(在下文假定为IGBT)进入其活动区。在这样配置——例如，将开关(例如，图13a或13c的M1和/或M2)用作电压箝位器以确保没有器件会提前关断并占用全部电压——的分流器的情况下，对于设定点，小的电压差(例如，50V)通过例如调整到差分放大器的参考电压来施加。作为反馈的结果，IGBT在其上产生小的电压并且它开始变为活动的。

图9b示出：这之后是将所有IGBT同步关断(例如，使用电阻驱动关断)，仍然将分流器用作电压箝位器(对于IGBT栅极)以防止过电压。(作为替代，有源电压控制能够在这个阶段中使用，例如，使用图7或7a所示的反馈电路)。

在此之后，所有分流器被直接用于供电源(the supply)上，以确保共享。图10示出了可以在动态关断期间以及在静态关断的起始时应用的分流器电流-电压分布曲线(具有尾电流，如图10所示)。分布曲线一般地与同瞬态吸收器并联的电阻器相匹配。最初，所选择的电阻是低的，并且随时间流逝，由于IGBT的尾电流不平衡下降，所选择的模拟电阻/阻抗增大以便降低分流器损耗，如同上文关于静态关断所描述的。

应当指出，与图9a和9b相比，图9c和9d同样共同示出了通-断转换的示例步骤，且更为详细。在图9c中，所有IGBT均处于低电压的电压反馈中，并且分流器充当栅极的瞬态吸收器。在图9d中，所有IGBT被同步(例如，完全同时)关断，并且分流器充当栅极的瞬态吸收器。

零电压切换应用的缓慢接通

串联连接的栅极驱动一般可以被设计为在零电压下切换(例如，在VSC HVDC Gen 2中)，除了在某些故障条件下。这可能会意味着，断-通转换不消耗大的功率，并且在一般情况下，存在着>10μs，在这段时间内可进行转换并仍然处于功率开关器件(例如，IGBT)的安全操作区(SOA)内。

同时高电压下的电压反馈确实耗费功率(这可能是硬开关转换器中的AVC的主要缺点之一)，而在软开关转换器中，转换在没有对效率造成显著影响的情况下可能是相对缓慢的。使转换减慢可能意味着，反馈电路只需要低的增益，因而对参考电压的跟踪不佳，但是具有良好的稳定性和/或低过冲。

栅极(例如，IGBT的)在以恒定的电流源来驱动时的积分作用非常适合这里。在很低的环路增益下(例如，在1MHz时为0～20dB)，环路将会在大约1-100μs内稳定。如果IGBT不完全同步，则分流器(充当电压箝位器)可以将电流注入后面的IGBT的栅极内，并使接通加速。当IGBT/分流器部分同步时，它们可以使用用于过电压的瞬态吸收器/分流器来共同切换。

因而，优选地使用开关(例如，图13a或13c的M1和/或M2)来配置为电压箝位器的分流器(例如，从功率开关器件的集电极到其栅极)可以有利地与零电压切换和/或低增益反馈(例如，AVC)一起使用。在一种实施例中，这可以应用于本文所公开的同样的或另外的分流器的任意其他用途。

开环接通

如果功率开关器件(例如，IGBT)被发现彼此间在±100ns内同步(例如，因为模块特性(例如，电容)足够均匀)，则它们能够被切换为开环，优选地使用分流器以起着回到各自栅极的瞬态吸收器(瞬态电压抑制二极管)的相似作用。在图13a或13c中示出了允许这种操作的示例配置，带有M1和/或M2。

一旦阀是可操作的，开关时序就能够被调整以减少任何偏斜(skew)。第一开关接通可能是一个更困难的过程——但是，在关断状态中，某些器件能够被暂时接通以测量延迟，例如，如同以上关于缓慢接通所描述的那样。用于指示通过例如检测IGBT两端的电压转换的时序而获得的延迟的时序测量，可以由优选为中央控制器用来调整到相应的分流器的各自的接通信号的时序。

非线性电阻器

在每个分流器的实施例中可能最好是模拟阻抗，例如，非线性的电阻器，而不是符合欧姆定律的常规电阻器。例如，这能够是RαV2(V是在分流器两端的电压)，或者某些其他功能。实施例在低的分流器电压下可能需要很低的电流，但是在较高电压下需要大量的电流。最好是使功率开关器件串的电压快速稳定(即，在一种实施例中，具有最小的动态电阻)，但是在接近稳定时，静态的分流器电流优选为很低的。最好是该过程针对每个IGBT自动进行，而不是依靠与阀控制器的恒定通信。

因而，至少用于功率开关器件(例如，在图2至7或2a至7a中的每个分流器1...n-1)的动态接通电压平衡的每个分流器可以基于到中央控制器的分流器电流和/或电压反馈来控制，以具有非线性的电阻。

分流器功率半导体的复用

可能最好是允许至少一个分流器的可配置复用，例如，用于静态的关断状态和/或动态开关转换，例如，如图13a或13c所示。如果用于分流器的功率半导体器件是昂贵的(例如4,5kV 100A peak FET)，则这会是有利的。

在图13a(以及同样地，图13c)中，存在两个低电压MOSFET(M1，M2)以及与功率开关器件(例如，IGBT)的集电极连接的一个高电压“分流器MOSFET”(M3)。这两个低电压MOSFET配置分流器MOSFET的用途，优选地作为类似到IGBT栅极的有源瞬态吸收器那样的器件或者直接用于IGBT自身上。

在关断阶段内，M2被接通，并且M3在线性区域内被直接用于IGBT上以使电压平衡，如同以上关于静态关断所描述的。能够通过围绕它使用反馈回路以使R_测量两端的电压保持为集电极电压的一部分而使用M3来模拟阻抗，例如，电阻器(线性的或非线性的)。但是，本领域技术人员应当意识到，其他线性的和非线性的函数可以被用来实现与瞬态吸收器的I-V特性更为接近。

在接通和关断的瞬变期间，M1优选地被接通，使得M3能够在线性区域内被用作可编程的电压箝位器。

如果需要降低M3的箝位损耗，则M1能够直接地或者经由发射极跟随器晶体管的缓冲器对连接至IGBT的栅极。

图13b示出了用于例如在静态关断起始时进行电压平衡的分流器M3的示例电流-电压分布曲线。

本文所描述的任意实施例都可以应用于例如HVDC(高压直流)、LLC(一般为基于晶闸管的，例如，具有多个电感器)或者VSC(电压源控制，一般使用IGBT)应用。实施例可以用于例如DC-DC转换器中。用于一种实施例的适当类型的HVDC转换器是MMC(模块化多电平转换器)。任何此类应用都可以使用电压整形，或者所有开关器件(例如，IGBT)可以同时切换。实施例特别适用于HVDC链路(诸如been countries)，和/或DC传输提供较低的损耗的情形，例如，存在大电容的情形，例如，这一般为用于长的海底电缆的情形，例如，用于离岸风。其他应用可以包括铁路牵引和其他并网应用，以及中压应用，例如，用于电机驱动。

还要指出，在一种实施例中，被提供用于在功率开关器件的切换周期的任意部分内进行电压平衡和/或箝位的任意一个或更多个分流器(例如，在静态关断的起始时具有递增的阻抗以帮助减轻尾电流和/或漏电流的影响)可以被进一步控制，以在该周期或另一个周期的任意其他部分内进行电压平衡和/或箝位(例如，在例如关断期间起着用于功率开关器件的电压箝位器的作用，和/或在接通期间将“已知的”电流传递到相应的功率开关器件，和/或改进缓慢接通的同步)。因而，在一种实施例中，本文所公开的任意一种或更多种分流器用途可以结合起来，以应用于同一或不同的分流器。

毫无疑问，本领域技术人员将会想得到许多其他有效的替代方案。应当理解，本发明并不限定于所描述的实施例，并且包括本领域技术人员所清楚的属于所附权利要求书的精神和范围之内的修改。