一种新型的采用单开关结构的LED驱动器的制作方法

本申请涉及LED驱动器，更具体地涉及采用单个功率开关的LED驱动器的电路结构。

背景技术：

发光二极管是一种特殊类型的二极管，它是一种具有窄光谱输出的光源。LED的光输出取决于流经它的电流的大小，且为驱动其工作需要直流（DC）功率，因此，在LED的各种应用场合中，如何实现DC恒流控制是LED驱动设计中的一个非常重要的课题。常见的LED驱动器通常由恒流控制直流-直流转换器和功率因数校正部（PFC）构成。在这种构造中，为了方便设计，往往采用多个独立的控制电路和功率开关来对各组成电路进行控制，例如分别用于直流-直流转换器和PFC的控制，这种控制方式由于引入较多的部件而会造成更高的成本和更低的效率，因此，在本领域中提出了一种由PFC和直流-直流转换器共用主动功率开关和控制电路的LED驱动器构造以克服上述缺陷。然而，目前的单开关的LED驱动器在功率效率、开关响应及适用范围等方面仍存在一些改进空间。

技术实现要素：

针对上述需求，本发明提出了一种新型的采用单开关结构的LED驱动器，其中对驱动电路及控制电路方面进行了优化设计，以期改善现有技术的单开关LED驱动器存在的不足。

借助本发明所公开的LED驱动器，不仅能够提高驱动电路的功率效率，而且可以在较宽的负载范围上获得一致的功率因数和低的谐波失真，从而具有良好的动态响应和输出调节功能；同时，还能够改善开关响应速度，调节开关驱动信号的死时间，使得该LED驱动器能够良好地适用于各种应用场合。此外，为了满足本发明的驱动器在各种场合的应用，还设计了一种能够提供缓冲作用的驱动器的外壳结构。

根据本发明的用于LED的驱动器可以包括驱动电路和控制电路。驱动电路可以包括用于与交流电网连接的LC过滤器、二极管整流桥电路以及变换器电路。变换器电路可以包括工作在断续电路模式下且共用一个MOSFET开关S₁的第一变换器电路、第二变换器电路和第三变换器电路。

其中，第一变换器电路可以是用于校正功率因数和调节正弦输入电流的升降压式变换器，其可以包括用作储能元件的电感器L₁和电容器C₁。第二变换器可以是用于控制使基本恒定的直流电流经过负载的回扫变换器，其可以包括回扫变压器T₁和电容器C₀。电容器C₀可以串联在变压器T₁的次级绕组上以对提供给负载的输出进行滤波。第三变换器可以是用于存储和循环利用回扫变压器T₁的泄漏能量的升降压式变换器，其可以包括充当被动元件的电感器L₂和电容器C₂。该变换器电路可以被设置成，当MOSFET开关S₁导通时，电感器L₁被充电，电容器C₁向回扫变压器T₁充电，电容器C₂对电感器L₂进行充电；而当MOSFET开关S₁断开时，回扫变压器T₁的初级线圈与电容器C₂连通，回扫变压器的泄漏能量由此进入电容器C₂，电感器L₂存储的能量被释放至电容器C₁，电感器L₁向电容器C₁充电至电感器L₁中的电流为零，回扫变压器T₁的磁化电感L_M中存储的能量经由次级线圈输出至负载。

根据本发明，第一变换器中的电感器L₁和电容器C₁的取值可以按照下列公式确定：， ，其中，P_load为负载功率，V_AC为输入交流电的电压，d₁为作用于开关S₁上的控制信号的占空比，f_s为开关频率，ω为交流电的角频率，为电容器C₁上的电压纹波的百分比，V_c1为电容器C₁上的平均电压。

根据本发明，第二变换器中的变压器T₁的匝数n及其磁化电感L_M的取值可以按照下列公式确定：，，其中，为关于负载输出电流，为磁化电感中的磁化电流的峰值，V_load为负载输出电压；L_M为变压器T₁的磁化电感。

根据本发明，第三变换器中的电感器L₂可以按照下列公式确定：，其中，P_lk为平均泄漏功率，V_c2为电容C₂上的平均电压。

根据本发明，所述控制电路可以包括采样电路、电压控制振荡电路、过压保护电路及控制信号发生电路。其中，在采样电路中，运算放大器U_s1的同相输入端对流经负载的直流电流采样，反相输入端经电阻器R_s3与输出端相连；运算放大器U_s2的反相输入端经电阻器R_s5连接运算放大器U_s1的输出端，且经串联的电容器C_s2、电阻器R_s6与串联的电容器C_s3、电阻器R_s7的并联电路连接其自身的输出端；运算放大器U_s2的同相输入端连接在可变电阻器R_s4的可动接头上，可变电阻器R_s4的两个固定接头分别连接+5V和接地。

根据本发明，电压控制振荡电路可以包括用作方波振荡器的CMOS锁相环集成电路CD4046。在锁相环集成电路CD4046中，引脚9经电阻器R_r1连接运算放大器U_s2的输出端，引脚6经振荡电容器C_r3连接引脚7，引脚11经振荡电阻器R_r2接地。

根据本发明，在过压保护电路中，运算放大器U_p1的同相输入端采集负载输出电压V_load，其输出端经电阻器R_p5连接运算放大器U_p2的同相输入端；运算放大器U_p2的反相输入端经电阻器R_p4连接参考电压V_refp，其输出端经电阻器R_p6连接晶体三极管Q_p1的基极；晶体三极管Q_p1的发射极接地，其收集极经电阻器R_p7连接+15V；晶体三极管Q_p2的基极经串联的电阻器R_p9、R_p7连接+15V，其收集极连接+15V，其发射极连接锁相环集成电路CD4046的引脚5。该过压保护电路可以被设置成当负载输出电压V_load高于预设值时，使得锁相环集成电路CD4046的引脚5的电压处于高电平，从而进入过压保护状态。

根据本发明，控制信号发生电路可以包括变压器T_c，其中：在变压器T_c的初级线圈侧，晶体三极管Q_c1的基极经RC并联电路连接锁相环集成电路CD4046的引脚4，其发射极接地，其收集极经电阻器R_c3连接+15V，且经电阻器R_c4连接晶体三极管Q_c2、Q_c3的基极；晶体三极管Q_c2的收集极连接+15V，其发射极连接晶体三极管Q_c3的收集极；晶体三极管Q_c3的发射极接地；并且，晶体三极管Q_c2的发射极还经电容器C_c2与变压器T_c的初级线圈的两个接入端之一连接，晶体三极管Q_c3的发射极与变压器T_c的初级线圈的两个接入端中的另一个连接。在变压器T_c的次级线圈侧，次级线圈的两个接入端之一经电阻器R_c7连接开关S₁，其中，电阻器R_c7被用于调节驱动信号的死时间；在电阻器R_c7的远离次级线圈的一端与次级线圈的两个接入端中的另一端之间并联有用于缩短开关S₁的断开时间的电路，在所述电路中，晶体三极管Q_c4的收集极连接电阻器R_c7并经二极管连接其基极，其发射极经二极管连接次级线圈的两个接入端中的另一端并经电阻器R_c6连接其基极，其基极同时还经由RC并联电路连接次级线圈的两个接入端中的另一端。

根据本发明的驱动器还可以包括用于容纳驱动电路和控制电路的外壳结构。所述外壳结构可以包括设置有缓冲部的上壳体和设置有弹性部件的下壳体，所述缓冲部可与所述弹性部件相抵接以提供缓冲作用。

根据本发明，在上壳体的侧壁111的下端设有厚度变小的凸耳112，缓冲部上形成有与凸耳112形状互补的开口部124、沿开口部124向下突出的突出部126、以及远离开口部124朝向外壳结构外侧延伸的延伸部125。弹性部件可以包括具有彼此相对的第一端和第二端的平面段131，其中沿内侧方向从第一端上弯曲向上延伸形成弹性抵触部133，沿外侧方向从第二端向下弯折延伸形成卡扣部，用于将弹性部件固定于下壳体上。在装配状态下，弹性抵触部133与所述突出部126形成抵接。

附图说明

现在，将参考附图以示例的方式详细描述本发明的实施例，其中：

图1示出了根据本发明的LED驱动器的驱动电路的示意性电路图；

图2示出了根据本发明的LED驱动器的控制电路的采样电路的示意性电路图；

图3示出了根据本发明的LED驱动器的控制电路的电压控制振荡电路的示意性电路图；

图4示出了根据本发明的LED驱动器的控制电路的过压保护电路的示意性电路图；

图5示出了根据本发明的LED驱动器的控制电路的控制信号发生电路的示意性电路图；以及

图6示意性地示出了根据本发明的LED驱动器的外壳结构。

具体实施方式

本发明的LED驱动器包括驱动电路和控制电路，驱动电路可以用于为诸如LED等负载提供驱动，控制电路可以用于诸如控制驱动电路中功率开关的导通、断开，以及提供过压保护等。

图1示出了根据本发明的LED驱动器的驱动电路，其包括LC过滤器、二极管整流桥电路及变换器电路等电路。

LC过滤器可以由电感器L_f和电容器C_f构成，其用于与诸如220V市电交流电网的输出端连接，以对市电220V交流电进行滤波。

二极管整流桥电路可以为由四个二极管构成的全桥式整流桥，其与LC过滤器相连，用于将交流电整流为直流电。

变换器电路可以由第一至第三共三个彼此独立工作的变换器构成，这些变换器工作在断续电流模式，且共用一个主动功率开关，例如MOSFET开关S₁。

具体而言，第一变换器可以采用升降压式变换器的形式。在该升降压式变换器中，包括有充当储能元件使用的电感器L₁和电容器C₁，用于使得第一变换器具备校正功率因数和调节正弦输入电流的能力。

第二变换器可以采用回扫变换器的形式，其被用于控制使基本恒定的直流电流经过LED负载。在该回扫变换器中，包括回扫变压器T₁和电容器C₀，其中电容器C₀串联在变压器T₁的次级线圈上，起到输出滤波的作用。

第三变换器被设置用来存储及循环利用回扫变压器T₁的泄漏能量，其可以为升降压式变换器的形式。在该第三变换器中，包括电感器L₂和电容器C₂，作为被动元件使用。

如图1所示的驱动器驱动电路的工作过程如下：

当控制电路发出导通控制信号将MOSFET开关S₁导通时，来自电网的功率信号经过滤、整流处理后对第一变换器中的电感器L₁充电，电感器L₁上的电流i_L1线性增大，且电流i_L1的峰值为作用于功率开关S₁上的导通信号的占空比d₁的函数。同时，电容器C₁向回扫变压器T₁充电，变压器T₁存储来自电容器C₁的能量；第三变换器中的电容器C₂对电感器L₂进行充电。

当控制电路发出控制信号将MOSFET开关S₁断开时，二极管D₅被导通。回扫变压器T₁的初级线圈与电容器C₂连通，回扫变压器的泄漏能量由此可以进入电容器C₂。二极管D₂也被导通，电感器L₂中所存储的能量可以被释放至电容器C₁中。二极管D₁也处于导通状态，电感器L₁向电容器C₁提供能量，直到电感器L₁中的电流下降至零。位于回扫变压器T₁次级侧的二极管D₆被导通，回扫变压器T₁的磁化电感L_M中存储的能量经由次级线圈输出至负载，例如一个或多个LED。

在下一个循环开始之前，驱动电路中的所有电感器中的电流均为零，MOSFET开关S₁和二极管D₁-D₆均于断开状态。

在图1所示的根据本发明的驱动电路中，电容器C₁和C₂的电容值应当被选择成足够大以确保这些电容器两端的电压基本保持恒定不变。在本发明所公开的驱动电路中，各组成元件的设置使得满足以下关系式。

（式1）

（式2）

其中：P_in为市电电网的输入功率，V_AC为市电电网的输入电压，f_s为开关频率，d₁为作用于功率开关S₁上的控制信号的占空比；P_LM为通过变压器T₁的磁化电感L_M的功率，L_M和L_lk分别为变压器T₁的磁化电感和漏感，V_c1为电容器C₁上的平均电压。当开关S₁和二极管D₁-D₆均为理想元件（无功耗）时，P_LM应当与P_in相等。

（式3）

（式4）

其中：P_lk为平均泄漏功率，V_c2为电容C₂上的平均电压，i_LM为回扫变压器T₁中的电流峰值，V_load为输出负载电压，n为变压器T₁的匝数；P_recycle为平均再利用功率，L₂为电感器L₂的电感值；P_recycle应当大于或等于P_lk。

为了使得根据本发明的驱动电路具有期望的动态响应和良好的输出电压/电流调节，能够在较宽的负载范围上稳定工作，实现一致的功率因数和低的谐波失真，本发明的驱动电路中的各个元件的参数可以根据诸如负载功率需求等方面的要求，参照以下公式进行设计。

对于第一升降压式变换器中的电感器L₁和电容器C₁：

(式5)

（式6）

其中，P_load为负载功率，ω为市电电网的交流功率的角频率，为电容器C₁上的电压纹波的百分比。

对于变压器T₁的匝数n及其磁化电感L_M：

（式7）

（式8）

其中，为输出给负载的直流电流；为磁化电感中的磁化电流的峰值。

对于第三变换器中的电感器L₂：

(式9)

在本发明的优选实施例中，占空比d₁可以小于0.5；可以根据开关S₁的额定电流值来预先确定，例如为5A；电容电压V_c2可以预先确定为使得泄漏能量最小，例如为300V；漏感可以为磁化电感的5-10%。

例如，在市电电网的输入电压为220V，驱动电路的输出直流电压和电流分别为208V和0.58A，开关频率为50Hz，占空比d₁要求小于30%的情况下，图1所示驱动电路中的元件取值可以优选为：，，，， ，，，。

借助本发明的驱动电路，能够有效地收集来自回扫变压器的漏感的能量并将其重新利用，从而大大提高LED驱动器的能量效率；同时确保在较宽的负载范围上获得恒定的电流输出电流，以及一致性较好的功率因数和减小的谐波失真。

图2-5示出了根据本发明的LED驱动器的控制电路，其响应于输出至负载的直流输出向开关S₁发出控制信号以使开关S₁导通或断开。本发明的控制电路可以包括采样电路、电压控制振荡电路、过压保护电路及控制信号发生电路。

采样电路包括两个运算放大器U_s1和U_s2，运算放大器U_s1的同相输入端对流经LED负载的直流电流进行采样，运算放大器U_s1的反相输入端经电阻器R_s3连接其输出端；运算放大器U_s1的输出端经电阻器R_s5连接运算放大器U_s2的反相输入端，该反相输入端还经由电容器C_s2和电阻器R_s6与电容器C_s3和电阻器R_s7的并联电路连接运算放大器U_s2的输出端，运算放大器U_s2的同相输入端连接在可变电阻器R_s4的可动接头上，可变电阻器R_s4的两个固定接头分别连接+5V和接地。

运算放大器U_s2的输出端经电阻器R_r1连接电压控制振荡电路中的CMOS锁相环集成电路CD4046的引脚9，CD4046的引脚6和7之间通过振荡电容器C_r3连接，引脚11经振荡电阻器R_r2接地。CD4046在此充当方波振荡器，其被用来将电压信号转换为频率信号，借助工作频率的改变来调节驱动电路的输出电流。在本发明中，CD4046的控制端的输入可以通过调整可变电阻器R_s4的阻值进而改变U_s2同相输入端上的参考电压V_ref来控制。换言之，在本发明中，可以简单地通过调节可变电阻器R_s4的阻值来实现驱动电路输出电流的控制，从而在应用中实现更大的灵活性。

当驱动器电路中的负载处于开路状态时，输出电压将会快速升高。因此，在本发明的控制电路中设置有过压保护电路以感测LED负载的输出电压Vload。过压保护电压包括两个运算放大器U_p1和U_p2，运算放大器U_p1的同相输入端采集负载输出电压Vload，输出端经电阻器R_p5连接运算放大器U_p2的同相输入端，运算放大器U_p2的反相输入端连接参考电压V_refp， U_p2的输出端连接晶体三极管Q_p1的基极，Q_p1的发射极接地，Q_p1的收集极经电阻器R_p7连接+15V；晶体三极管Q_p2的基极经电阻器R_p9和电阻器R_p7连接+15V，收集极连接+15V，发射极将过压保护电路的输出信号输出给CD4046的引脚5。当感测到的LED输出电压Vload高于某个设定值时，CD4046的引脚5的电压处于高电平，则整个电路进入过压保护状态。

控制信号发生电路可以包括四个晶体三极管Q_c1、Q_c2、Q_c3、Q_c4及一个变压器T_c，CD4046的输出引脚4经一个RC并联电路连接至晶体三极管Q_c1的基极，晶体三极管Q_c1的发射极接地，收集极经电阻器R_c3连接+15V且经电阻器R_c4连接晶体三极管Q_c2和Q_c3的基极，晶体三极管Q_c2的收集极连接+15V，发射极连接晶体三极管Q_c3的收集极，晶体三极管Q_c3的发射极接地，此外，晶体三极管Q_c2的发射极经电容器C_c2、晶体三极管Q_c3的发射极分别连接至变压器T_c的初级线圈的两个接入端。

在变压器T_c的次级线圈侧，来自次级线圈的信号经电阻器R_c7发送给开关S₁，电阻器R_c7被设置用于调节驱动信号的死时间。此外，在电阻器R_c7的远离次级线圈一接入端的那端与次级线圈的另一接入端之间并联有由晶体三极管Q_c4、电阻器R_c5和R_c6、电容器C_c3及分别与晶体三极管Q_c4的收集极和发射极连接的两个二极管构成的电路，其被用于缩短开关S₁的断开时间。

在本发明的控制信号发生电路中，当CD4046的引脚4输出低电平时，晶体三极管Q_c1断开，晶体三极管Q_c2导通，因而电容器C_c2被充电，开关S1导通。

图6示出了根据本发明的用于容纳LED驱动器电路的外壳结构，其可以为容纳于其内的电路提供缓冲保护。

该外壳结构包括上壳体和下壳体，其中上壳体上设置有缓冲部，以便与设置于下壳体上的弹性部件相互抵接从而提供缓冲作用。

如图所示，上壳体的侧壁111的下端设有厚度变小的凸耳112。缓冲部上形成有与凸耳112形状互补的开口部124，沿开口部124向下突出的突出部126，以及远离开口部124朝向外壳结构外侧延伸的延伸部125。其中，开口部124被用于与凸耳112形成过盈配合连接以便将缓冲部固定连接于上壳体上，突出部126用于与弹性部件抵接，延伸部125用于与下壳体的侧壁形成接触。

下壳体的侧壁上形成有用于容纳弹性部件的凹槽形结合部，用以诸如卡扣的方式将弹性部件固定容纳于其中。弹性部件包括具有彼此相对的第一端和第二端的平面段131。沿内侧方向，从平面段131的第一端上弯曲向上延伸形成弹性抵触部133。在外侧方向，从第二端向下弯折延伸形成卡扣部，用于插入卡扣在下壳体的凹槽形结合部中的相应插孔中以将弹性部件固定在下壳体上。

弹性部件和缓冲部可以由相同或不同的弹性材料制成，优选地，弹性部件的弹性要大于缓冲部的弹性。在装配状态下，弹性部件的抵触部133与上壳体的缓冲部的突出部126发生抵触，从而形成紧密密封，同时能够在水平和竖直方向上提供较好的缓冲作用。

在前面的说明中，已经参照本发明的具体示例性实施例对本发明的原理进行了描述。但是，对于本领域技术人员显而易见的是，在不背离所附权利要求限定的本发明的精神及范围的情况下，可以对本发明进行各种修改或改变。因此，应当将说明书及其附图视为示例性而非限制性的。