差分米勒带通滤波器及信号滤波方法与流程

本发明涉及涉及滤波器技术领域，特别涉及用于射频信道选择的差分米勒带通滤波器及信号滤波方法。

背景技术：

现代民用及军用设施使用电子设备繁多，电磁环境复杂，相互干扰严重。一般地，车、船和飞机上的通信设备收发机都集成在一起。因此，射频接收机需要从现实恶劣的环境中检测出所需要的微弱信号。由于干扰信号的功率可能远大于所需要的信号功率，这就要求接收机具备很好的选择性，而滤波器就担当了信道选择的角色。

因此无线接收机中应用到的带通滤波器需要具有良好的选择性，宽的动态范围和自由可调的中心频率。有源RC滤波器，其特性参数与RC时间常数有关，而集成电阻和集成电容的精度很差，准确的时间常数很难获得。跨导电容滤波器具有电路简单，可程控，易于集成的优点，但是需要在功耗、品质因数和中心频率之间进行折衷。

传统N通道滤波单元是由N个通道及取样脉冲产生电路构成，且每个通道都有相同的传输函数H(jω)。由无源RC构成H(jω)应用于N通道滤波单元时，虽可得到一个很窄的带宽，但是却会占用很大的芯片面积且具有较小的动态范围。

技术实现要素：

本发明的目的是提供差分米勒带通滤波器及信号滤波方法，所要解决的技术问题是：增益较小，中心频率自由可调范围较窄，芯片体积大。

本发明解决上述技术问题的技术方案如下：差分米勒带通滤波器，包括放大器、第一N通道反馈网络、第二N通道反馈网络和两个时钟发生器；

所述放大器，用于进行差分输入信号，同时通过电阻反馈进行输入匹配，增大输入信号的电压增益，进行信号放大；还用于对滤波后的信号进行差分输出；

两个所述时钟发生器，分别与第一N通道反馈网络和第二N通道反馈网络连接，分别用于生成周期性的取样脉冲序列传输至第一N通道反馈网络和第二N通道反馈网络；

所述第一N通道反馈网络，与放大器的输入端X₁和输出端Y₁连接，构成阻抗或陷波器；用于弱化信道以外的信号，根据取样脉冲序列进行中心频率调整和导通运行，对放大后的信号进行滤波；

所述第二N通道反馈网络，与放大器的输入端X₂和输出端Y₂连接，构成阻抗或陷波器；用于弱化信道以外的信号，根据取样脉冲序列进行中心频率调整和导通运行，对放大后的信号进行滤波。

本发明的有益效果是：放大器能增大信号增益，提升信号放大效率；放大器、两个所述时钟发生器、第一N通道反馈网络和第二N通道反馈网络协调运作，能增大信号增益，增加滤波器的3dB带宽，有效地减小芯片面积，降低本振支路功耗。

在上述技术方案的基础上，本发明还可以做如下改进。

进一步，所述放大器为三级信号放大结构，对差分输入信号进行三级信号放大，并与两个电源连接，两个电源为其供电。

采用上述进一步方案的有益效果是：三级信号放大结构，提升信号放大增益，两个电源提升信号放大的稳定性。

进一步，所述放大器包括PMOS管M_p1、PMOS管M_p2、NOMS管M_n1、NOMS管M_n2、NOMS管M_n3、NOMS管M_n4、NOMS管M_n5、NOMS管M_n6、电阻R₁、电阻R₂、电阻R₃、电阻R₄、电阻R_F1、电阻R_F2和电流源IDC；

PMOS管M_p1的源极和PMOS管M_p2的源极均与电源正端VDD+连接，PMOS管M_p1的栅极与NOMS管M_n1的栅极相连，并与输入端X₁连接；PMOS管M_p1的漏极和NOMS管M_n1的漏极均与NOMS管M_n3的栅极连接；PMOS管M_p2的栅极与NOMS管M_n2的栅极相连，并与输入端X₂连接，PMOS管M_p2的漏极和NOMS管M_n2的漏极均与NOMS管M_n4的栅极连接；NOMS管M_n1的源极和NOMS管M_n2的源极均与电流源IDC的第一端子连接，电流源IDC的第二端子与电源负端VDD－连接；

NOMS管M_n3的源极和NOMS管M_n4的源极均与电源负端VDD－连接，NOMS管M_n3的漏极经电阻R₁与电源正端VDD+连接；NOMS管M_n4的漏极经电阻R₂与电源正端VDD+连接；NOMS管M_n5的源极和NOMS管M_n6的源极均与电源负端VDD－连接；

NOMS管M_n5的栅极与NOMS管M_n3的漏极连接，NOMS管M_n6的栅极与NOMS管M_n4的漏极连接；NOMS管M_n5的源极和NOMS管M_n6的源极均与电源负端VDD－连接；NOMS管M_n5的漏极经电阻R3与电源正端VDD+连接，还与输出端Y₁连接；NOMS管M_n6的漏极经电阻R4与电源正端VDD+连接，还与输出端Y₂连接；

输入端X₁经反馈电阻R_F1与输出端Y₁连接；输入端X₂经反馈电阻R_F2与输出端Y₂连接。

采用上述进一步方案的有益效果是：三级信号放大结构，提升信号放大增益。

进一步，两个所述时钟发生器为时钟频率不同的N相不重叠时钟发生器，第一N通道反馈网络和第二N通道反馈网络分别根据其对应的时钟发生器的取样脉冲序列的频率调整其中心频率。

采用上述进一步方案的有益效果是：通过两个时钟发生器的时钟频率不同，控制第一N通道反馈网络和第二N通道反馈网络的中心频率，并进行差分，可以得到所需的中心频率，并增大本装置的3dB带宽；增大中心频率自由可调范围；同时两个时钟发生器的时钟频率具有很好的相位特性；产生非折叠N相位开关控制信号不需要额外的逻辑电路，因而也就不会引入额外的误差。

进一步，两个时钟发生器的输入时钟频率分别为f₁、f₂，f₁＝fo-Δf、f₂＝f_o+Δf，其中f_o为滤波频率，Δf为偏移量；两个时钟发生器分别控制第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3的中心频率也分别为f₁、f₂。

采用上述进一步方案的有益效果是：第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3的中心频率一个上升另一个下降；通过对第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3的中心频率为f₁、f₂进行差分，其中f₁＝f_o-Δf、f₂＝f_o+Δf，可以得到一个中心频率为f_o，3dB带宽增大的滤波器；两个时钟发生器4生成周期性的取样脉冲序列只使用了时钟的上升沿，时钟发生器4具有很好的相位特性；另外，产生非折叠N相位开关控制信号不需要额外的逻辑电路，因而也就不会引入额外的误差。

进一步，两个所述时钟发生器结构相同，均包括N个D触发器，N≥1；每一个D触发器的Q端均与其后一个D触发器的D端相连，第一个D触发器的D端与最后一个D触发器的Q端相连；每一个D触发器的Q端均输出一个取样脉冲序列。

采用上述进一步方案的有益效果是：通过N个D触发器能触发产生N相不重叠的控制信号，控制第一N通道反馈网络和第二N通道反馈网络进行导通或关闭，提升控制精度和效率。

进一步，所述第一N通道反馈网络串接在输入端X₁和输出端Y₁之间；所述第二N通道反馈网络串接在输入端X₂和输出端Y₂之间；所述第一N通道反馈网络和第二N通道反馈网络结构一致，均包括N个开关电容支路，N≥1；N个开关电容支路并联。

采用上述进一步方案的有益效果是：使用米勒效应及电容倍增技术，有效减少芯片的面积，降低本振支路功耗。

进一步，每一个开关电容支路均包括开关S1、电容C_F和开关S2，所述开关S1、电容C_F和开关S2依次串联。

采用上述进一步方案的有益效果是：结构简单、开关S1和开关S2能降低电容的寄生效应。

进一步，N的取值范围为：2≤N≤16，且N为偶正整数。

本发明解决上述技术问题的另一技术方案如下：信号滤波方法，基于差分米勒带通滤波器，包括以下步骤：

步骤S1.放大器进行差分输入信号，进行三级放大，同时通过电阻反馈进行输入匹配，增大输入信号的电压增益，进行信号放大；

步骤S2.两个时钟发生器分别用于生成周期性的取样脉冲序列传输至第一N通道反馈网络和第二N通道反馈网络；

步骤S3.第一N通道反馈网络和第二N通道反馈网络弱化信道以外的信号，根据取样脉冲序列进行中心频率调整和导通运行，对放大后的信号进行滤波；

步骤S4.放大器对滤波后的信号进行差分输出。

本发明的有益效果是：放大器能增大信号增益，提升信号放大效率；放大器、两个所述时钟发生器、第一N通道反馈网络和第二N通道反馈网络协调运作，能增大信号增益，增加滤波器的3dB带宽，有效地减小芯片面积，降低本振支路功耗。

附图说明

图1为本发明差分米勒带通滤波器的模块框图；

图2为放大器、第一N通道反馈网络和第二N通道反馈网络的电路原理图；

图3为放大器的电路原理图；

图4为时钟发生器的电路原理图；

图5为时钟发生器的输出脉冲序列图；

图6为D触发器的电路原理图；

图7为第一N通道反馈网络或第二N通道反馈网络的电路的电路原理图；

图8为本发明差分米勒带通滤波器的简化电路原理图；

图9为图8的诺顿等效电路图；

图10为本发明差分米勒带通滤波器的简化模型图；

图11为本发明差分米勒带通滤波器的频率特性图；

图12为本发明差分米勒带通滤波器的频率可调范围曲线。

附图中，各标号所代表的部件列表如下：

1、放大器，2、第一N通道反馈网络，3、第二N通道反馈网络，4、时钟发生器。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。

如图1和图2所示，差分米勒带通滤波器，包括放大器1、第一N通道反馈网络2、第二N通道反馈网络3和两个时钟发生器4；

所述放大器1，用于进行差分输入信号，同时通过电阻反馈进行输入匹配，增大输入信号的电压增益，进行信号放大；还用于对滤波后的信号进行差分输出；

两个所述时钟发生器4，分别与第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3连接，分别用于生成周期性的取样脉冲序列传输至第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3；

所述第一N通道反馈网络2，与放大器1的输入端X₁和输出端Y₁连接，构成阻抗或陷波器；用于弱化信道以外的信号，根据取样脉冲序列进行中心频率调整和导通运行，对放大后的信号进行滤波；

所述第二N通道反馈网络3，与放大器1的输入端X₂和输出端Y₂连接，构成阻抗或陷波器；用于弱化信道以外的信号，根据取样脉冲序列进行中心频率调整和导通运行，对放大后的信号进行滤波。

上述实施例中，放大器1、两个所述时钟发生器4、第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3协调运作，能增大信号增益，增加滤波器的3dB带宽，有效地减小芯片面积，降低本振支路功耗。

可选的，作为本发明的一个实施例：所述放大器1为三级信号放大结构，对差分输入信号进行三级信号放大，并与两个电源连接，两个电源为其供电。

上述实施例中，三级信号放大结构，提升信号放大增益，两个电源提升信号放大的稳定性。

可选的，作为本发明的一个实施例：如图3所示，所述放大器1包括PMOS管M_p1、PMOS管M_p2、NOMS管M_n1、NOMS管M_n2、NOMS管M_n3、NOMS管M_n4、NOMS管M_n5、NOMS管M_n6、电阻R₁、电阻R₂、电阻R₃、电阻R₄、电阻R_F1、电阻R_F2和电流源IDC；

PMOS管M_p1的源极和PMOS管M_p2的源极均与电源正端VDD+连接，PMOS管M_p1的栅极与NOMS管M_n1的栅极相连，并与输入端X₁连接；PMOS管M_p1的漏极和NOMS管M_n1的漏极均与NOMS管M_n3的栅极连接；PMOS管M_p2的栅极与NOMS管M_n2的栅极相连，并与输入端X₂连接，PMOS管M_p2的漏极和NOMS管M_n2的漏极均与NOMS管M_n4的栅极连接；NOMS管M_n1的源极和NOMS管M_n2的源极均与电流源IDC的第一端子连接，电流源IDC的第二端子与电源负端VDD－连接；

NOMS管M_n3的源极和NOMS管M_n4的源极均与电源负端VDD－连接，NOMS管M_n3的漏极经电阻R₁与电源正端VDD+连接；NOMS管M_n4的漏极经电阻R₂与电源正端VDD+连接；NOMS管M_n5的源极和NOMS管M_n6的源极均与电源负端VDD－连接；

NOMS管M_n5的栅极与NOMS管M_n3的漏极连接，NOMS管M_n6的栅极与NOMS管M_n4的漏极连接；NOMS管M_n5的源极和NOMS管M_n6的源极均与电源负端VDD－连接；NOMS管M_n5的漏极经电阻R3与电源正端VDD+连接，还与输出端Y₁连接；NOMS管M_n6的漏极经电阻R4与电源正端VDD+连接，还与输出端Y₂连接；

输入端X₁经反馈电阻R_F1与输出端Y₁连接；输入端X₂经反馈电阻R_F2与输出端Y₂连接。

上述实施例中，三级信号放大结构，提升信号放大增益。

可选的，作为本发明的一个实施例：两个所述时钟发生器4为时钟频率不同的N相不重叠时钟发生器，第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3分别根据其对应的时钟发生器4的取样脉冲序列的频率调整其中心频率。

上述实施例中，通过两个时钟发生器4的时钟频率不同，控制第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3的中心频率，并进行差分，可以得到所需的中心频率，并增大本装置的3dB带宽；同时两个时钟发生器4的时钟频率具有很好的相位特性；产生非折叠N相位开关控制信号不需要额外的逻辑电路，因而也就不会引入额外的误差。

可选的，作为本发明的一个实施例：两个时钟发生器4的输入时钟频率分别为f₁、f₂，f₁＝f_o-Δf、f₂＝f_o+Δf，其中f_o为滤波频率，Δf为偏移量；两个时钟发生器4分别控制第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3的中心频率也分别为f₁、f₂。

上述实施例中，第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3的中心频率一个上升另一个下降；通过对第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3的中心频率为f₁、f₂进行差分，其中f₁＝f_o-Δf、f₂＝f_o+Δf，可以得到一个中心频率为f_o，3dB带宽增大的滤波器；

两个时钟发生器4生成周期性的取样脉冲序列只使用了时钟的上升沿，所述时钟发生器4具有很好的相位特性；另外，产生非折叠N相位开关控制信号不需要额外的逻辑电路，因而也就不会引入额外的误差。

可选的，作为本发明的一个实施例：如图4所示，两个所述时钟发生器4结构相同，均包括N个D触发器，N≥1；每一个D触发器的Q端均与其后一个D触发器的D端相连，第一个D触发器的D端与最后一个D触发器的Q端相连；每一个D触发器的Q端均输出一个取样脉冲序列。

上述实施例中，时钟发生器4由N个D触发器以环状的形式连接组成；输出脉冲序列图如图5所示；在启动时，第一个D触发器的输出端电压被设置成电源电压VDD，其它N-1个D触发器的输出端与地相连；然后，一个时钟输入信号激活N个D触发器，从而在N个D触发器的Q端产生占空比为1/N的N相不重叠的控制信号；每个D触发器的结构如图6所示；外部时钟控制CMOS传输门的导通和关闭。

两个时钟发生器4用来给第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3提供周期性的取样脉冲序列，图7所示为第一N通道反馈网络2或第二N通道反馈网络3的结构框图，由N个具有相同传递函数H(jω)的通道以及取样控制电路构成；N通道滤波的基本原理是：N个取样脉冲序列分别作用于N个通道，使其周期性地对输入信号轮流取样积分，这样其输出电压传输函数为：

其中，H(s)为单个通道的传递函数，N为通道个数，ω_o为时钟发生器的输入时钟角频率，也是N通道滤波网络的中心频率；这样，通过控制时钟信号的频率可以方便的调节滤波器的中心频率。

由于放大器1为对称结构，为了简化计算，将放大器1一端接地，分析单侧米勒滤波器电路；本发明差分米勒带通滤波器简化为如图8所示的电路图，其中第一N通道反馈网络2或第二N通道反馈网络3可以看做一个阻抗ZF或者一个陷波滤波器H(S)，从ZF端看去的诺顿等效电路如图9所示，则其阻抗方程为：

电容单元C_F倍增为(1+A₀)C_F，节省了相当大的面积，这就是电容倍增技术；开关的导通电阻降低了(1+A₀)倍，按比例缩小了功率消耗。

图10所示为本发明差分米勒带通滤波器的简化模型图，放大器(LNA)1采用三级放大结构，为信号提供一定的电压增益A₀；两个基于低噪放大器的N通道反馈网络，都使用N通道滤波技术，用H₁表示第一N通道反馈网络2的传递函数，用H₂表示第二N通道反馈网络3的传递函数；其中，每条支路的两个开关都由相同相位的本振信号驱动，使用两个开关的目的在于降低电容的寄生效应；通过计算，可得滤波器的电压增益：

可选的，作为本发明的一个实施例：所述第一N通道反馈网络2串接在输入端X₁和输出端Y₁之间；所述第二N通道反馈网络3串接在输入端X₂和输出端Y₂之间；所述第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3结构一致，均包括N个开关电容支路，N≥1；N个开关电容支路并联。

可选的，作为本发明的一个实施例：每一个开关电容支路均包括开关S1、电容C_F和开关S2，所述开关S1、电容C_F和开关S2依次串联。

上述实施例中，使用米勒效应及电容倍增技术，有效减少芯片的面积，降低本振支路功耗

可选的，作为本发明的一个实施例：N的取值范围为：2≤N≤16，且N为偶正整数，且N的取值为8。

上述实施例中，第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3作为一个阻抗或者陷波器，用来弱化信道以外的信号，第一N通道反馈网络2的N个开关电容支路由一时钟发生器4控制，每一个N个开关电容支路中的开关S1和开关S2由相同相位的时钟信号控制；第二N通道反馈网络3的N个开关电容支路由另一钟发生器4，每一个N个开关电容支路中的开关S1和开关S2由相同相位的时钟信号控制；使用开关S1和开关S2能降低电容的寄生效应；

第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3分别由时钟频率为f₁、f₂的两个时钟控制，且f₁＝f_o-Δf和f₂＝f_o+Δf，则对于第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3，其传递函数分别为T₁(S)、T₂(S)，则：

其中R＝R_SW+R_S为,R_S为电源内阻，R_SW为一条开关电容支路上的总开关电阻，C为一条N个开关电容支路上的电容值，N为通道数，ω₁、ω₂分别为第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3的中心频率，且ω₁＝ωo-Δω，ω₂＝ω_o+Δω，第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3各通道传递函数的采样频率分别为Nω₁、Nω₂，其通带宽度都为：

第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3的除了中心频率不同，分别为f₁、f₂，相对于所需要的频率f_o都偏移Δf，一个上升Δf另一个下降Δf，，其它方面都相同，对第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3做差分，可以得到的结果为一个中心频率为f_o的滤波器，且差分后滤波器的3dB带宽比单个N通道滤波器3dB带宽要大；则两个N通道反馈网络差分后的传递函数为：

信号滤波方法，基于差分米勒带通滤波器，包括以下步骤：

步骤S1.放大器1进行差分输入信号，进行三级放大，同时通过电阻反馈进行输入匹配，增大输入信号的电压增益，进行信号放大；

步骤S2.两个时钟发生器4分别用于生成周期性的取样脉冲序列传输至第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3；

步骤S3.第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3弱化信道以外的信号，根据取样脉冲序列进行中心频率调整和导通运行，对放大后的信号进行滤波；

步骤S4.放大器1对滤波后的信号进行差分输出。

上述实施例中，放大器1能增大信号增益，提升信号放大效率；放大器、两个所述时钟发生器4、第一N通道反馈网络2和第二N通道反馈网络3协调运作，能增大信号增益，增加滤波器的3dB带宽，有效地减小芯片面积，降低本振支路功耗。

图11为fo＝1GHZ，Δf＝5MHZ时，本发明的8通道差分米勒带通滤波器的频率特性图，单端米勒带通滤波器的3dB带宽为30MHZ，差分米勒带通滤波器的带宽为40MHZ；图12所示为本发明的8通道差分米勒带通滤波器的频率可调范围曲线，频率可调范围为0.2GHZ～2.3GHZ，增益为27.7dB～26.0dB。可见，通过使用低噪放大器，有效地增加滤波器增益；通过利用米勒效应及电容倍增技术，有效地减小芯片面积，降低本振支路功耗；使用两个中心频率略有不同的N通道滤波网络做差分的方法，有效的增加滤波器的3dB带宽。本发明所设计的带通滤波器，用于射频接收机前端，可以实现在接收机的输入端进行信道选择。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。