基于滤波器组的信号发送和接收方法、系统及装置的制造方法

基于滤波器组的信号发送和接收方法、系统及装置的制造方法
【专利摘要】本申请公开了一种基于滤波器组的信号发送方法，包括：发射机获取预均衡配置信息，所述预均衡配置信息指示是否开启预均衡；当预均衡配置信息指示开启预均衡时，发射机根据预均衡方式生成预均衡参数，并根据预均衡参数对发送信号进行预均衡操作，然后进行基于滤波器组的调制。本申请还公开了一种基于滤波器组的信号接收方法，及相应的发射机、接收机、通信方法和通信系统。应用本申请能提供灵活性，在网络负载高的时候能够在不截断拖尾的情况下保证性能，从而最大化FBMC系统的频谱效率，在网络负载低的时候又可以通过改变子帧的配置来避免拖尾的影响，从而可以尽量保障用户服务质量。
【专利说明】
基于滤波器组的信号发送和接收方法、系统及装置
技术领域
[0001] 本申请涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种基于滤波器组的信号发送和接收方 法、系统及装置。
【背景技术】
[0002] 随着信息产业的快速发展，特别是来自移动互联网和物联网（IoT，internet of things)的增长需求，给未来移动通信技术面带来了前所未有的挑战。如根据国际电信联 盟ITU的报告ITU-R M.[頂T. BEYOND 2020. TRAFFIC]，可以预计到2020年，移动业务量增 长相对2010年（4G时代）将增长近1000倍，用户设备连接数也将超过170亿，随着海量的 Ι〇Τ设备逐渐渗透到移动通信网络，连接设备数将更加惊人。为了应对这前所未有的挑战， 通信产业界和学术界已经展开了广泛的第五代移动通信技术研究（5G)，面向2020年代。目 前在ITU的报告ITU-R Μ.[頂T.VISI0N]中已经在讨论未来5G的框架和整体目标，其中对 5G的需求展望、应用场景和各项重要性能指标做了详细说明。针对5G中的新需求，ITU的 报告ITU-R Μ.[頂T. FUTURE TECHNOLOGY TRENDS]提供了针对5G的技术趋势相关的信息， 旨在解决系统吞吐量显著提升、用户体验一致性、扩展性以支持Ι〇Τ、时延、能效、成本、网络 灵活性、新兴业务的支持和灵活的频谱利用等显著问题。
[0003] 调制波形和多址方式是无线通信空中接口（air-interface)设计的重要基础， 在5G也不会例外。当前，多载波调制（Multi-carrier Modulation, MCM)技术家族中的典 型代表正交频分复用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 0FDM)被广泛地 应用于广播式的音频和视频领域以及民用通信系统中，例如第三代移动通信合作伙伴项目 (3rd Generation Partnership Pro ject，3GPP)制定的 Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA)协议对应的长期演进（Long Term Evolution，LTE)系统，欧 洲的数字视频（Digital Video Broadcasting, DVB)和数字音频广播（Digital Audio Broadcasting, DAB)、甚高速数字用户环路（Very-high-bit-rate Digital Subscriber Loop, VDSL) UEEE802. lla/g无线局域网（Wireless Local Area, WLAN)、IEEE802. 22无线城 域网（Wireless Regional Area Network, WRAN)和 IEEE802. 16 全球微波互联接入（World Interoperability for Microwave Access, WiMAX)等等。众所周知，OFDM 技术的基本思想 是将宽带信道划分为多个并行的窄带子信道/子载波，使得在频率选择性信道中传输的高 速数据流变为在多个并行的独立平坦子信道上传输的低速数据流，大大增强了系统抵抗多 径干扰的能力，且0FDM可以利用快速反傅里叶变换和快速傅里叶变换（IFFT/FFT)简化的 调制和解调的实现；其次，通过添加循环前缀（Cyclic Prefix，CP)使跟信道的线性卷积变 为圆周卷积，从而根据圆周卷积的性质，当CP长度大于信道最大多径时延时，利用简单的 单抽头频域均衡就可实现无符号间干扰（Inter-symbol Interference, ISI),从而降低接 收机处理复杂度。虽然基于CP-0FDM调制波形能很好的支持4G时代的移动宽带（Mobile broadband, MBB)业务需求，不过5G将面临更具挑战和更丰富的场景，这使得其CP-0FDM在 5G的场景中出现很大的限制或者不足之处，主要表现在：
[0004] (1)添加 CP来抵抗ISI在5G低时延传输的场景会极大的降低频谱利用率，因为低 时延传输将极大缩短0FDM的符号长度，而CP的长度只是受制于信道的冲击响应，那么CP 的长度跟0FDM的符号长度之比会大大增加，这样的开销造成频谱效率损失非常大，是难以 接受的。
[0005] (2)严格的时间同步要求在5G的IoT场景中会造成很大的闭环同步维护所需的信 令开销，而且严格的同步机制造成帧结构无弹性，不能很好的支持多种业务的不同的同步 需求。
[0006] (3) 0FDM采用矩形脉冲成形（rectangular pulse)造成很大的带外泄露，因为这 样的波形导致其频域的旁瓣滚降很慢，这也是为什么0FDM对频偏（CFO, central frequency offset)非常敏感的原因，而5G将会有很多的碎片化频谱灵活接入/共享的需求，OFDM的 带外泄露极大的限制了频谱接入的灵活性或者说需要很大的频域保护带从而降低了频谱 的利用率。
[0007] 这些不足主要是由其自身的固有特性造成的，尽管通过采取一定的措施，可以降 低这些缺点造成的影响，但会增加系统设计的复杂度，且无法从根本上解决问题。
[0008] 正因为如此，如 ITU 的报告 ITU-R M.[頂T. FUTURE TECHNOLOGY TRENDS]所述， 一些新波形调制技术（基于多载波调制）被纳入5G的考虑范围之内。其中，基于滤波 器组的多载波（FBMC:Filter Bank Multiple Carrier)调制技术成为热点研究对象之 一，由于其提供了成型滤波器（Prototype Filter)设计的自由度，可以采用时频域聚焦 性（Time/frequency localization, TFL)很好的滤波器对传输波形进行脉冲成型，使得 传输信号能表现出多种较优的特性，包括不需要CP来对抗ISI从而提高频谱效率，较 低的带外泄露从而很好的支持灵活的碎片化频谱接入，以及对频偏不敏感。比较典型的 FBMC系统通常使用一种叫做偏置正交幅度调制（0QAM :Off set Quadrature Amp 1 itude Modulation)技术来达到频谱效率最大化，所以通常称为FBMC/0QAM系统，也可称作OFDM/ 0QAM系统。关于FBMC用于数字通信可以参考一篇早期文献"Analysis and design of 0FDM/0QAM systems based on filter bank theory'，，IEEE Transactions on Signal Processing, Vol. 50, No. 5, 2002.
[0009] FBMC具有一些OFDM所不具备的好的特性，从而在5G研究中获得关注，不过其本 身固有的一些缺点使得其在无线通信系统中应用也存在着不少挑战，这些急需解决的挑战 正在被不断的研究中。其中一个显著的问题就是FBMC采用的滤波器会造成时域波形有 较长的拖尾效应（tail effect)，也叫做转换时间问题（transition period problem)。 在上行基于短数据块传输时，如果数据块长度扩展包含拖尾来避免拖尾跟其他数据块的 重叠，那么有效时间内传输的符号数就会减少，这会极大的降低频谱效率，所以有说法 是FBMC只适合长数据传输，相反如果数据块长度不包含拖尾，那就意味着拖尾部分跟其 他数据块会重叠，处理不好就会造成很大的干扰，从而也会限制频谱效率。目前有的方 法就是对拖尾部分进行截断，从而避免跟其他数据块重叠，但是对波形进行截断会造成 信号失真，同样会影响到频谱效率，此外截断的信号频谱会造成扩展，还会增加子载波间 (inter-carrier-interference, ICI)的干扰，这样的截断不是一种有效的方法。
[0010] 综上所述，要提升FBMC在5G候选技术中的竞争力，我们除了利用开发其优势 外，还需要解决其自身不足，针对5G中特别是IoT场景下的零散短数据块传输（Sporadic Access)的业务模式，我们非常有必要通过有效的方法来解决FBMC的拖尾效应带来的问 题。

【发明内容】

[0011] 本发明所要解决的技术问题是针对上行基于数据块的传输时FBMC系统中的拖尾 问题，目前尚未有一种非常有效的方法来减少拖尾带来的影响。为此，本申请提供了一种基 于滤波器组的通信系统及其信号发送和接收方法，提供一种有效的可配置的预均衡处理， 可以在不截断拖尾的情况下保证性能，最大化FBMC系统的频谱效率。
[0012] 本申请提供的一种基于滤波器组的信号发送方法，包括：
[0013] 发射机获取预均衡配置信息，所述预均衡配置信息指示是否开启预均衡；
[0014] 当预均衡配置信息指示开启预均衡时，发射机根据预均衡方式生成预均衡参数， 并根据预均衡参数对发送信号进行预均衡操作，然后进行基于滤波器组的调制。
[0015] 较佳地，所述预均衡配置信息包含在发射机获取的调度控制信令中。
[0016] 较佳地，所述发射机还从所述调度控制信令中获取预均衡开启时和关闭时所采用 的子帧类型信息，所述子帧类型信息指示子帧中发送符号的个数和首个符号的发送时刻。
[0017] 较佳地，所述预均衡方式为预先规定的或者包含在预均衡配置信息中。
[0018] 较佳地，所述预均衡方式包括：对幅度和相位都进行预均衡，或者，只对相位进行 预均衡。
[0019] 较佳地，当预均衡方式为对幅度和相位都进行预均衡时，所述根据预均衡方式生 成预均衡参数包括：根据获取的信道状态信息和预均衡方式生成预均衡参数，所述预均衡 参数和信道频率响应合成的等效信道频率响应为实数或者虚部趋近于0,且等效信道频率 响应的模趋近于1。
[0020] 较佳地，当预均衡方式为只对相位进行预均衡时，所述根据预均衡方式生成预均 衡参数包括：根据获取的信道状态信息和预均衡方式生成预均衡参数，所述预均衡参数和 信道频率响应合成的等效信道频率响应为实数或者虚部趋近于〇,且等效信道频率响应的 模趋近于信道频率响应的模。
[0021] 较佳地，所述信道状态信息通过信道互易性获取。
[0022] 较佳地，当预均衡方式为只对相位进行预均衡时，所述根据预均衡方式生成预均 衡参数包括：通过接收机的反馈获取相位指示，根据获取的相位指示生成预均衡参数。
[0023] 较佳地，发射机根据所述相位指示获取量化的信道频率响应的相位信息，并根据 所述相位信息生成所分配带宽上的频率相位响应系数作为频域预均衡参数。
[0024] 较佳地，该方法还包括：频域划分成若干子带，相位指示是基于子带进行指示的， 子带个数大于等于1，发射机根据相位指示和子带的对应关系来生成所分配带宽上的频域 预均衡参数。
[0025] 较佳地，发射机根据所述相位指示获取量化的信道冲击响应的相位信息，并变换 成对应的频率相位响应系数作为频域预均衡参数。
[0026] 较佳地，该方法还包括：所述量化的信道冲击响应的相位信息为多径信道中最强 的一条路径的相位信息，或者为多径信道中能量最强的X条路径的相位进行平均而合成的 一个相位信息，其中X大于1。
[0027] 较佳地，在上行调取授权信令中增加相位指示比特域或专门的反馈信道中获取所 述反馈。
[0028] 本申请还提供了一种基于滤波器组的信号接收方法，包括：
[0029] 接收机根据指示给发射机的预均衡配置信息判断是否对基于滤波器组的解调信 号进行后均衡；所述预均衡配置信息指示是否开启预均衡；
[0030] 当预均衡配置信息指示开启预均衡，且预均衡方式为对幅度和相位都进行预均衡 时，接收机不对基于滤波器组的解调信号进行后均衡；
[0031] 当预均衡配置信息指示开启预均衡，且预均衡方式为只对相位进行预均衡时，接 收机对基于滤波器组的解调信号根据预均衡参数和信道频率响应合成的等效信道频率响 应进行后均衡；
[0032] 当预均衡配置信息指示不进行预均衡时，接收机对基于滤波器组的解调信号根据 估计的信道频率响应进行幅度和相位后均衡。
[0033] 较佳地，所述根据预均衡参数和信道频率响应合成的等效信道频率响应进行后均 衡包括：接收机通过接收采用了预均衡的用于信道估计的参考信号直接估计预均衡参数和 信道频率响应合成的等效信道频率响应，或者接收机通过对未采用预均衡的参考信号先做 信道估计再根据发射机采用的预均衡方式间接估计预均衡参数和信道频率响应合成的等 效信道频率响应，所述等效信道频率响应用于对基于滤波器的解调信号进行后均衡。
[0034] 较佳地，所述预均衡方式为预先规定的或者包含在预均衡配置信息中。
[0035] 本申请还提供了一种基于滤波器组的发射机，包括：控制信令处理模块、预均衡开 关、信源、预均衡参数生成模块和发送合成滤波器组，其中：
[0036] 控制信令处理模块，用于获取预均衡配置信息，所述预均衡配置信息指示是否开 启预均衡；
[0037] 当预均衡配置信息指示进行预均衡时，控制信令处理模块控制预均衡开关接通预 均衡参数生成模块，信源产生的实数信号由预均衡参数生成模块所生成的预均衡参数进行 预均衡处理后，再由发送合成滤波器组进行调制；
[0038] 当预均衡配置信息指示不进行预均衡时，控制信令处理模块控制预均衡开关接通 发送合成滤波器组，信源产生的实数信号直接由发送合成滤波器组进行调制。
[0039] 较佳地，所述预均衡配置信息由控制信令处理模块从调度控制信令中获取。
[0040] 较佳地，预均衡参数生成模块根据预均衡方式生成所述预均衡参数；所述预均衡 方式为预先规定的或者包含在所述预均衡配置信息中。
[0041] 本申请还提供了一种基于滤波器组的接收机，包括：接收分析滤波器组、后均衡开 关、后均衡参数生成模块和取实部操作模块；其中：
[0042] 所述后均衡开关根据指示给发射机的预均衡配置信息判断是否对接收分析滤波 器组的解调信号进行后均衡；所述预均衡配置信息指示是否开启预均衡；
[0043] 当预均衡配置信息指示开启预均衡，且预均衡方式为对幅度和相位都进行预均衡 时，后均衡开关接通接收分析滤波器组和取实部模块；
[0044] 当预均衡配置信息指示开启预均衡，且预均衡方式为只对相位进行预均衡时，后 均衡开关将预均衡方式发送给后均衡参数生成模块，并接通接收分析滤波器组和后均衡参 数生成模块由后均衡参数生成模块生成均衡参数，并对接收分析滤波器组的解调信号进行 幅度后均衡处理后，发送给取实部模块；
[0045] 当预均衡配置信息指示不进行预均衡时，后均衡开关接通接收分析滤波器组和后 均衡参数生成模块，由后均衡参数生成模块生成均衡参数，并对接收分析滤波器组的解调 信号进行幅度和相位后均衡处理后，发送给取实部模块。
[0046] 较佳地，所述预均衡方式为预先规定的或者包含在预均衡配置信息中。
[0047] 本申请所述可配置预均衡的0QAM信号发送方案，给网络调度提供了灵活性，在网 络高负载的情况下可以通过对发射信号进行预均衡从而尽量保证频谱效率，在网络负载低 的时候又可以通过改变子帧的配置来避免拖尾的影响，从而可以尽量保障用户服务质量。
【附图说明】
[0048] 图1为一种FBMC/0QAM的信号生成示意图；
[0049] 图2 (a)为FBMC/0QAM基于burst传输时的拖尾示意图；
[0050] 图2 (b)为数据块波形没有重叠的示意图；
[0051] 图2(c)为数据块波形部分重叠的示意图；
[0052] 图3为采用本申请的FBMC/0QAM系统示意图；
[0053] 图4为本申请实施例一的预均衡0QAM信号发送和接收示意图；
[0054] 图5为本申请实施例一的未配置预均衡的0QAM信号发送和接收示意图；
[0055] 图6为本申请实施例二的预均衡0QAM信号发送和接收示意图。
【具体实施方式】
[0056] 为使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对 本申请作进一步详细说明。
[0057] 采用基于滤波器组技术的调制方式FBMC，可以获得具有更好时频聚焦性的信号波 形，例如基于 Isotropic Orthogonal Transform Algorithm(I0TA，各向同性正交变换算 法）、基于Extended Gaussian Function (高斯函数）和欧洲PHYDYAS等原型滤波器函数。 FBMC使用时频域聚焦性（Time/Frequency Localization, TFL)很好的成型滤波器对每个 子载波的信号进行脉冲成型（pulse shaping)，这使得：
[0058] 1)FBMC可以不需要CP也能极大抑制多径带来的ISI，不仅相对0FDM能带来更高 的频谱效率和能量效率，同时可以在更大的时间误差下获得良好的接收鲁棒性，从而允许 非严格同步的传输；
[0059] 2)得益于良好的频率聚焦性，FBMC可以在极窄的频率资源内传输信号并保持非 常低的带外泄露，从而可以较好的抑制由于多普勒或相位噪声等带来的载波间干扰ICI。
[0060] 因此，FBMC在认知无线电、碎片化的频带接入和非同步传输等场景上拥有极大的 潜力。
[0061] 为获得在FBMC的最高频谱效率，需要使用偏置正交幅度调制（0QAM:0ffset Quadrature Amplitude Modulation)技术，称为 FBMC/0QAM 或 0FDM/0QAM，后面简称为 0QAM。在0QAM中，一个QAM符号被分成两路信号，分别被交替调制到一个子载波的实部和 虚部，并通过在时间上交错的方法发送。在接收端，如果没有信道的影响，交替提取每个子 载波上信号的实部和虚部，即可恢复发送信号。图1为一种FBMC/0QAM的信号生成示意图， 从后面的OQAM信号公式表达很容易理解各模块的作用。时间连续（continuous-time)的 多载波FBMC/0QAM信号的基带等同形式可以用下面的公式（1)表达：
[0062]
(1 )
[0063] 其中：（·）m,n表示频时点（frequency-time point);
[0064] 为在第η个符号的第m个子载波上发送的实数调制信号，也就是脉冲幅度调制 符号（PAM);
[0065] am,n为符号周期为 τ = 2 τ。的复数 QAM (Quadrature Amplitude Modulation)符 号~的实部或虚部值，例如 mji
[0066] 別卜丨和分别为取实虚部；
[0067] j是虚数符，广"表示实虚交替；
[0068] Μ为偶数表示子载波个数；
[0069] Ζ为发送的符号集合；
[0070] V。为子载波间隔；
[0071] τ。为 0QAM 的符号周期，τ。= τ /2 = V(2v 0);
[0072] g是原型滤波器函数，其时域冲击响应长度一般为τ的Κ倍，这样的话导致 相邻的（2Κ-1)个符号的时域波形会部分重叠，所以Κ通常也称作滤波器的重叠因子 (Overlapping Factor)；
[0073] gm,n(t)为去调制am,n的整体合成滤波器函数（synthesis filter)。
[0074] 可以看出0QAM的符号率是传统OFDM符号率的2倍，并且不附加循环前缀CP，而因 为0QAM的调制是实数的，每个0QAM符号的信息量是传统0FDM的一半。
[0075] 0QAM的实数域正交性是通过设计原型滤波器函数g，使得发送时的合成滤波器函 数和接收时的分析滤波器函数的内积（Inner Product)满足或者近似满足公式（2)实现 的，也就是原型滤波器需要满足：
[0076]
[0077] 其中，*代表复数共辄，別卜丨为取实部操作，〈?卜 >表示内积，如果m = m'，n = η'则5m,m，= 1，δ n,n，= 1，否则为〇,也就是说如果m辛m'或η辛η'，贝lj内积为纯虚数项， 为了描述方便把内积用表示。很显然不同子载波和不同符号之间的信号本身造成的 是纯虚部干扰，那么FBMC/0QAM调制的信号s(t)经过一个无失真（distortion-free)信道 时，对接收的信号用发送合成滤波器（Synthesis Filter, SF)gmin(t)相匹配的接收分析滤 波器组（Analysis Filter，AF) ⑴按照公式（3)进行简单操作，就可以把原始发送的实 数信号amin完美的重构（Perfect Reconstruction，PR)出来，η。是噪声项，紧接着合成复 数QAM信号就可以解调出原始数据。
[0078]
[0079] 但实际中信道不是无失真的，众所周知信道通常因为多径而呈现频域选择性 衰落和/或因为多普勒呈现时间选择性衰落，简单把信道冲击响应表示为 |h| I (norm)为幅度变化，I为相位变化，假设信道在单位符号周期和单位子载波带宽上 不变，用Hm,n表示信道h(t)在符号η时子载波m上的频率响应（frequency response)，那 么接收到的信号可以表示为：
[0080]
[0081] 毫无疑问这个复数的信道会破坏0QAM的实数域正交性，用解调a_n。为例，如公式 (5)所示，直接对y_ n。进行取实部操作不能还原a _n。，而必须进行额外的操作以消除或者 最大程度地降低对实数域正交性的破坏。
[0082]
[0083] 上面的M，n。跟原型滤波器的聚焦特性设计相关，所以也称为固有干扰（intrinsic interference)，原型滤波器g函数的特性使得（m0, n0)上的固有干扰项中，只有周 边有限的（m，η)辛（m0，n0)符号会带来不可忽略的影响而不是所有，也就是纯虚数的 贿姉關(m，n) # (m0，n0)賴獅般t匕财白勺樣忽難白勺贝丨排 常小，近似为零或为零，那么相对噪声而言，后面的那部分完全可以忽略而只需要关注周边 有限的那些符号。把不可以忽略的周边有限的（m，n)辛（m0，n0)取值用集合ΩΛηι Λη = {(p，q)，|p-m〇| < Am，|q-n〇| < Δη}表示（这个集合跟原型滤波器函数的时频聚焦性是 对应的），那么ImO, η0可以进一步改写为：
[0084]
[0085] 根据公式（5)和（6)，可以很清楚的知道，要想通过简单的频域信道均衡来消除 而还原a 。，需要满足下面公式（7)条件，也就是虽然经过的是时变多径信道，但在 Ω Ληι, Λη所代表的局部范围内，需要信道是相关的，这也就是说原型滤波器的设计是要匹配 信道特性的，时频聚焦性越好，那么对应的ΩΛηι,Λη范围就越小，条件（7)就越容易满足。 [0086] Hn〇ino^HPiq, (p,q) e ΩΔη>Δη (7)
[0087] 从而公式（5)所示的经过接收滤波器后的信号，可以近似成公式（8)的形式：
[0088]
[0089] 那么只要对（m0，n0)处的信道频率响应进行均衡，就可以再通过取实部操作把发 送的am〇,n。还原出来。
[0090] 综上，虽然FBMC/0QAM符号在时域上是部分重叠的和频域子载波也不像0FDM是复 数域正交，0QAM实虚交替和原型滤波器的聚焦性设计使得解调信号输出在满足公式（7)的 条件时，也可以通过简单的频域均衡把信道的影响消除，从而恢复实数域正交性，再通过取 实部操作就可以解调出发送的信号。典型的0QAM信号均衡检测可用公式（9)来表示，其中 SINR表示存在多用户干扰时的信干噪比。
[0091]
、 11 · I I为取模操作
[0092] 对于下行或者上行单个用户传输来说，只要原型滤波器设计能匹配信道的时延拓 展（Delay Spread)和/或多普勒频率延展（Doppler Frequency Spread),那么合理的设 置子载波间隔和数据传输时间，公式（7)中的条件还是可以基本满足的，从而ICI和ISI 可以忽略。然而本发明
【申请人】认为对于FBMC/0QAM的上行多用户数据块传输，公式（7)的 条件是比较难以满足的，因为上行不同用户的信号到达基站所经历的信道一般都是不相关 的，所以频域上有重叠的不同用户时域相邻的集合Ω Λη= {|q-n〇| < Δη}难以认为是相 关的，这也正是FBMC/0QAM的拖尾在上行多用户数据块传输时需要有效的方案做特别处理 的原因。
[0093] 下面先说明拖尾问题。通信系统资源通常是按照时间频率划分成时间频率单元 (resource grid)，然后把这些最小的时间频率单元组成易于调度的基本资源块。例如通 信标准说的传输时间间隔（transmission time interval, TTI)或者子帧（subframe，也称 b u r s t)就是说的时间上以基本资源块传输的概念；频域上则以带宽的大小来定义基本资 源块的概念，例如若干个子载波，最终用户的数据块是映射到资源块上传输的。0FDM因为 采用的是矩形波形，所以在一个资源块上各符号是紧接着排列的并没有重叠，而FBMC/0QAM 因为采用的原型滤波器的长度比较长，虽然是每隔τ。发送一个符号，但是每个符号的长 度却不是跟0FDM -样跟符号周期吻合而是超过了许多，这样多个符号组成的数据块就会 出现前后各有一部分拖尾。如图2(a)所给出的子载波0上原型滤波器的波形，数据子帧 burstl为第一个用户传输的数据块，数据子帧burst 2为第二个用户的数据块，数据子帧 burst 3为第三个用户的数据块，长度都为LB，包含若干个0QAM符号，每个burst的拖尾 包含了长度都为1^的前尾（pre-tail)和后尾（post-tail)两部份，拖尾长度取决于原型 滤波器的长度，可以看到拖尾导致数据块的波形有重叠，那么带来的干扰就需要解决；而图 2 (b)所给出的是用户的数据块波形没有重叠情况，这个时候就需要减少每个数据块中要发 的0QAM符号，那么这样就造成了浪费；图2(c)给出的是用户的数据块波形是部分重叠的情 况，在实际设计中可以作为折衷考虑。另外如果通过拖尾截断来避免浪费的话，会导致波形 失真从而会额外引入ICI，这种方式需要很好的评估可实现的频谱效率后慎重采用。
[0094] 针对上述问题，本发明提出一种可配置预均衡的FBMC/0QAM系统及该系统的信号 发送和接收方法，图3给出了本发明的示意图，下面结合图3描述本发明FBMC/0QAM系统的 工作原理：
[0095] a)控制信令处理单元（302)从网络调度器（301)获取调度控制信令，也称为调度 授权信令（scheduling grant)，所述调度授权信令至少包含资源分配和映射信息以及预均 衡配置信息。较佳地，资源分配和映射信息用于指示发送数据时所用的资源块的时间频率 位置、单位资源块或者子帧burst上的0QAM符号数以及发送数据到资源块的映射；预均衡 配置信息用于指示在相应资源上发送数据时是否开启预均衡，进一步地，如果开启预均衡， 还可以配置预均衡方式，或者也可以预先规定预均衡方式。预均衡方式可以包括：基于信 道互易性（Channel Reciprocity)对幅度和相位都进行预均衡，或者，基于信道互易性只对 相位进行预均衡，或者，基于有限反馈（limited feedback)只对相位进行预均衡；预均衡 方式相应地确定了预均衡参数Wpra。进一步地，配置了预均衡和不配置预均衡时单位资源 块或者子帧burst上0QAM符号数的设定为不同的，即：可以配置预均衡开启时和关闭时所 采用的子帧类型信息，所述子帧类型信息指示子帧中发送符号的个数和首个符号的发送时 亥IJ。也就是可设置不同的子帧类型，不同的子帧类型上拖尾伸出子帧外的长度不同，其通过 设置单位子帧上传输的0QAM符号数来实现，配置了预均衡和不配置预均衡分别使用不同 的子帧类型。
[0096] b)信号源（303)根据分配的资源准备好待发送的数据，该数据为实数信号，用 表不。
[0097] c)预均衡开关（304)根据从302获得的预均衡配置信息来确定是否对303输出的 实数信号在进行0QAM调制前进行预均衡。当配置为不开启预均衡时，实数信号通过串 /并转换后直接到发送合成滤波器组（306)进行0QAM调制，此时输出s(t)可用公式（1)表 示；当配置为开启预均衡时，预均衡参数生成单元（305)根据获取的信道状态信息以及配 置的预均衡方式，生成预均衡参数（pre-equalization coefficients)Wpfe，先由所述预均 衡参数对进行预先处理，然后再到306进行0QAM调制，生成0QAM信号s (t)，目的是使 该信号s (t)通过信道后还趋近满足0QAM的实数域正交性，也就是针对信道进行预均衡，从 而使得他们合成的等效信道频率响应异为实数或虚部很小可以忽略，即# = = 其中9?:表示实数，￥表示等于或者趋近，Η为信道频率响应；或者使得相邻burst上不同用 户的等效信道频率响应f的相位尽量接近，从而减少拖尾重叠带来的干扰。其中：
[0098] 当预均衡方式为对幅度和相位都进行预均衡时，一般需要基于信道互易性获得较 全的信道状态信息用于生成预均衡参数W pra，从而使得预均衡参数和信道频率响应合成的 等效信道频率响应为实数或者虚部趋近于〇,且等效信道频率响应的模趋近于1，即31 = 1。
[0099] 当预均衡方式为只对相位进行预均衡时，实际系统使用中可以基于信道互易性获 得较全的信道状态信息用于生成预均衡参数1_或者基于有限反馈获取相位调整信息用于 生成预均衡参数，前者可以使得预均衡参数和信道频率响应合成的等效信道频率响应 为实数或者虚部趋近于〇,且等效信道频率响应的模趋近于信道频率响应的模，即，. 所以能极大消除信道对OQAM实数域正交性的破坏从而获得很好的性能，后者因为实际系 统使用只能允许有限的反馈开销，所以只能尽量通过量化的相位调整来使得不同用户之间 的等效合成信道的相位趋近相同，从而通过后均衡尽量减小信道对0QAM的实数域正交性 的破坏，只获得次优的性能。
[0100] 预均衡后的S(t)可用公式（10)来表示。其中预均衡所用信道状态信息可以是通 过反馈或者信道互易性（Channel Reciprocity)来获取。
[0101]
[0102] d)接收分析滤波器组（307)对接收到的通过了信道的0QAM信号r(t)进行0QAM 解调，输出用ynin表示。
[0103] e)根据网络调度器指示给发射机的预均衡配置信息，判断模块308判断是否对 307输出的信号进行后均衡。当配置了在发送数据时进行预均衡，并且预均衡的方式为信 道的幅度和相位都进行预均衡，则不对307的输出进行后均衡，而是直接到310进行取 实部操作，从而获得估计出的发送信号4^ ;当配置了在发送数据时进行预均衡，并且预均 衡的方式为只对相位进行预均衡，则对307的输出还要进行后均衡，此时后均衡为 根据估计出的预均衡参数和信道频率响应合成的等效信道频率响应Η~来生成后均衡参 数进行均衡，所用后均衡参数（equalization coefficients)用胃3^表示，等效信道频率响 应#的估计可以通过接收机接收采用了跟数据相同的预均衡参数进行预均衡后的用于信 道估计的参考信号来直接估计获取，或者接收机通过对未采用预均衡的参考信号先做信道 估计再根据发射机采用的预均衡方式间接估计获取，均衡后的信号再到310进行取实部操 作，从而获得估计出的发送信号;当没有配置在发送数据时进行预均衡时，则对307的 输出进行传统的对幅度和相位进行信道均衡，所用均衡参数用W baft表示，均衡后的信号 再到310进行取实部操作，从而获得估计出的发送信号元,;，。后均衡所需的信道状态信息可 以通过已知的用于信道估计的导频信号来获取。
[0104] 下面通过几个较佳实施例对本申请技术方案进行进一步详细说明。
[0105] 具体实施例一
[0106] 在实际实现中，基带信号是直接生成的离散（discrete-time)形式，其为连续信 号在严格的抽样点上的抽样序列，也就是抽样频率满足抽样定理。FBMC/0QAM系统的离散基 带信号可以用公式（11)来描述，公式（1)中变量t换成了抽样时刻1 :
[0107]
[0108] 其中，Lg为原型滤波器的长度，一般Lg= KM，或KM-1或KM+1，K为重叠因子， -if1是为了保证是因果系统。特别说明，本发明不涉及具体的原型滤波器设计，图2(a)示 意的原型滤波器波形仅为举例，为近似满足公式（2)的原型滤波器函数，其时域抽头系数 为
[0109] 在本实施例中，我们给定FBMC/0QAM系统为时分双工（Time Division Duplex，TDD)系统，其参数为子载波个数Μ = 512,子载波间隔vQ= 15khz，抽样频率为 7. 68Mhz，重复因子K = 4,原型滤波器的长度Lg= 2048个抽样样点（sample)。另外关 于burst类型，我们设定两种不同的类型：分别称为扩展子帧（Extended Burst，EB)和 非扩展子帧（Non-extended burst, NEB)，EB 和 NEB 的 burst 长都为 0· 4 毫秒（ms)，也 就是3072个samples，另外说明EB和NEB的长度也是可以预设置成不同的，或者说系 统可以支持多种子帧长度，本实施例为了方便说明，设置成了相同而已。如图2(a)所 示，EB的长度L B= 0. 4ms = 3072s amples，而每个burst前后各一个拖尾，长度都为
>.每个EB包括12个符号，两边的拖尾是伸到burst之外的； 而图2(b)中的burst类型就是NEB，burst长度也是1^= 0.4ms = 3072s amples，不过每 个burst包括如图所设的6个符号，因为减少了 6个符号，拖尾都在burst内，没有扩展到 burst之外。请注意我们也可以按照图2 (c)所示来设置burst类型，也就是每个burst包含 8个符号，允许一部分拖尾伸展到burst外，因为拖尾部分的干扰已经比较小了，具体burst 长度和符号数取决于系统设计的整体考虑。
[0110] 本实施例多用户调度器的调度选择中包含有表一所示的两种选择：
[0111] 表一
[0112]
[0113] 为描述方便，我们假设Μ个子载波都用于用户数据传输而忽略资源分配和映射过 程。
[0114] 当上述可配置预均衡的FBMC/OQAM TDD系统在配置为预均衡开启时（调度选项 A)，基带信号发送和接收分别为：
[0115] 发射机从网络调度器发送的调度控制信令获知其发送的信号需要进行预均衡、且 采用EB的结构来发送信号，以及发射机根据TDD的信道互易性生成频域预均衡参数1_对 发送信号进行预均衡再进行0QAM调制，图4给出了带预均衡的0QAM信号发送和接收的一 种具体实现不意图。参见图4 :
[0116] 在发送端，401为0QAM的复数QAM调制符号到实数PAM信号的转换模块， 402为预均衡模块，403为0QAM调制采用快速傅里叶逆变换（Inverse Fast Fourier Transform, IFFT)加多相滤波器（Polyphase Filtering)的合成滤波器组实现模块，404为 并\串转换模块。有预均衡的0QAM信号可以用公式（12)表示，如图4所示意，在进行IFFT 之前，每个子载波上要发送的信号乘了参数Wpra，所述预均衡参数是为了避免时变多径信道 破坏0QAM的实数域正交特性，从而发射机根据信道互易性估计得到在符号η时子载波m上 的频率响应右_，按照公式（13)生成，公式（13)也可叫做匹配预均衡算法，也就是对估计 的信道取共辄然后处于估计信道的模的平方。
[0117]
[0118]
· I I为取模运算（13)
[0119] 在接收端，405为串/并转换模块，406为跟403匹配的接收合成滤波组实现模块， 407为取实部操作模块，408为实数到复数转换模块，其操作为对应于模块401的逆操作。接 收机接收到的通过了信道的0QAM信号r(l)可以用公（14)来表示：
[0120]
[0121] 根据公式（14)可以知道，在信道估计误差小于某范围的情况下，跟实际信道 之间可以认为相等，那么合成的等效信道频率响应# =，_好* 1，从而接收机的406模 块对接收到的r(l)进行解调，以（m0，n0)上的输出为7ηι(λη。为例，如公式（15)所示，很显然 根据原型滤波器的设计，后面那项我们可以认为是虚数，所以接收机根据网络调度器之前 给发射机配置的预均衡信息，直接把从模块406的输出 yniin输入到模块407进行取实部操
作，就可以发射信号
[0122]
[0123] 很显然地，通过上述预均衡方案描述，我们可以看出即使不同的用户采用图2 (a) 所示的基于EB的多用户时分复用，拖尾也不会因为信道不满足公式（7)而造成严重干扰， 也就是说只要各用户的发送信号根据信道做好预均衡，就可以允许拖尾伸展到burst之 外，采用EB这样的方式传输，可以保证频谱效率最大化。
[0124] 当然，预均衡是基于信道估计比较准的情况下，性能可以得到保证。当网络负载比 较低的时候，为了保障各用户的服务质量（Quality of service，Qos),网络可以配置基于 NEB的不做预均衡的FBMC/0QAM信号发送（调度选项B)，此时0QAM信号的发送如图5所 示，相比图4,少了一个预均衡模块，多了一个501所示的后均衡模块，发射机发送信号就是 公式（11)所示的形式。如图2(b)所示，因为用户采用了 NEB传输，不同用户之间没有重叠， 所以不需要考虑不同用户间的信道是否满足公式（7)的问题，而对于单个用户来说，自己 burst上的重叠信号因为可以满足公式（7)的条件，所以各用户接收机只需要针对自己合 成滤波器组的输出做均衡就可以还原发送信号，以（m0，n0)上的输出为y_ n。为例，其形 式就是公式（8)，那么发射机的501模块只要根据估计的信道生成均衡参数即可，此时 后均衡方式为传统的信道均衡，可以是最小均方误差（Minimum mean square error, MMSE) 均衡或匹配滤波均衡等，以匹配滤波均衡为例，设I
然后用该参数对 进行均衡，再进行取实部操作就可以还原发送信号，即qc 9
[0125] 从本实施例我们可以参考，本申请所述可配置预均衡的0QAM信号发送方案给网 络调度提供了灵活性，在网络高负载的情况下可以尽量保证频谱效率，在网络负载低的时 候又可以改为尽量保障用户服务质量。对于burst不长的情况，例如本实施例中burst为 0. 4ms，拖尾的长度大约为0. 1167ms，占比非常大，如果要完全避免拖尾重叠会带来很大的 频谱效率损耗，所以之前普遍认为FBMC系统不适合基于短burst的传输，而通过预均衡完 全可以打破之前的技术偏见，进一步拓展FBMC/0QAM的应用范围。
[0126] 具体实施例二
[0127] 在本实施例中，我们考虑一种FBMC/0QAM为频分双工（Frequency Division Duplex, FDD)系统。同实施例--样，burst也分成EB和NEB两种，参数设置同实施例一。 本实施例中调度器的上行发送调度选择中包含有表二所示的两种选择：
[0128] 表二
[0129]
[0130]
[0131] 本实施例中假设发射机可以通过多根发射天线进行波束赋形使得发射的波束具 有很好的方向性，从而波准（boresight)方向上为能量最强径且大部分能量集中在这里， 在接收机处接收到该条能量最大径时接收机估计的信道冲击响应（时域）可以简化表示为
I I h | | (norm)为幅度，叾为传播时延引起的相位变化系数，接收机 在反馈信道上获取反馈的信道相位指示#，其为对I中Θ进行量化，采用有限比特在反馈 信道上发送，例如360度的信道方向情况下，6比特和8比特可以表征粒度为5. 625度和1. 5 度的信道方向信息，这个粒度对于大部分波束赋形的空间辨析度来说是足够的。即使该条 能量最大径具有反射路径，假设我们存在接收波束赋形，我们还是可以把能接收到的多条 主要路径等效成一个角度上接收到的路径，从而还是用= IM石来简化表征。
[0132] 当配置为预均衡开启时（调度选项C)，基带信号发送和接收分别为：
[0133] 发射机从网络调度器发送的调度控制信令获知其发送的信号需要进行预均衡且 为只针对相位做预均衡、采用EB的结构来发送信号。
[0134] 发射机根据网络调度器的指示，通过反馈信道获取接收机反馈的量化的|得到 （时域），发射机把该信道相位信息f转换成信道在（m，η)上的频率相位响应系数 &_，下面用离散傅里叶变换（DFT)来表示频域转换，注：等效的，这里反馈信道也可以直 接反馈信道的频率相位响应来直接生成。进一步的，所述反馈信道可以作为传统上行 调度授权信令（uplink scheduling request)的一部分，也就是新增一个相位指示比特域； 也可以新设立下行反馈信道用于基站把信道相位指示反馈给终端。
[0135] 发射机根据B生成频域预均衡参数1_对发送信号进行预均衡再进行0QAM调 制，图6给出了本实施例的预均衡0QAM信号发送和接收的一种具体实现示意图。跟图4相 比，601的均衡模块生成预均衡参数的方式不同，同时增加了 602的后均衡模块，其它模块 与图4的对应模块相同。发射机生成的预均衡的0QAM信号和601模块生成的预均衡参数 可以分别用实施例一中的公式（12)和下面的（16)表示：
[0136]
[0137] 接收机接收到的通过了信道的0QAM信号r(l)可以用公式（17)来表示：
[0138]
[0139] 根据公式（17)，如果存在一条能量非常集中的主路径，在信道方向信息的估计 误差和量化误差小于一定的范围的情况下，估计的信道方向和实际信道的方向近似，从而 也就是相位近似，那么合成的等效信道频率响应将趋近实数，也就是虚部很小，可以忽略，
。接收机对r(l)进行解调，以（m0，n0)上的输出为y_ n。为例，我们可以 知道合成滤波器组的是近似满足实数域正交的，如公式（18)所示，公式中的第二项可 以认为也是虚数了。
[0140]
[0141] 接收机知道发射机只对相位做了预均衡，所以接收机的602模块根据估计的信 道频率响应对表达形式如公式（18)所示的根据合成的等效信道频率响应进行后均 衡，接收机通过接收采用了预均衡处理的用于信道估计的参考信号直接估计获得等效信 道频率响应或者接收机通过接收未采用预均衡处理的参考信号获取#以及 接收机知道发射机用采用的，从而间接知
?就是生成后均衡 参娄
丨后跟相乘，再进行取实部操作就可以得到发射信号
[0142] 可以看到预均衡和后均衡分别对相位和幅度进行处理，可以减少反馈量的需求。 此外反馈信道方向信息（时域）而不是直接反馈频域的信道相位可以进一步降低反馈开 销，只是在发射机需通过傅里叶变换来生成频域上的信道相位，不过这项操作的复杂度很 低。
[0143] 当配置为预均衡关闭时（调度选项D)，其处理与实施例一的调度选项B的处理相 同，在此不重复叙述。
[0144] 具体实施例三
[0145] 在本实施例中，我们考虑一种FBMC/0QAM为频分双工（Frequency Division Duplex, FDD)系统。同实施例--样，burst也分成EB和NEB两种，参数设置同实施例一。 本实施例中调度器的上行发送调度选择中包含有表三所示的两种选择：
[0146] 表三
[0147]
[0148] 本实施例中假设发射机采用全向发射天线过一个时变多径信道，t时刻的信道冲 击响应可以简单用公式（19)表不：
[0149]
[0150] 其中，fDn为第η条径的多普勒频移；θ n为第n条径的传输时延引起的相移；τ A 第η条径相对第一条到达径的相对时延，而Cn(t)为第η条径的复增益；δ为Dirac Delta 函数。从这个公式可看出，对于这样的存在能量分散的多径信道，直接反馈时域信道状态信 息来重构信道冲击响应相位信息是不现实的，开销特别大。但是根据多径信道时延拓展， 我们可以在频域把信道划分成不同的相关子带，每个子带我们可以假设信道的频率响应基 本相同，从而可以从频域角度基于子带反馈来量化信道频率相位响应，每个子带可以反馈 一个相位指示，该相位指示可以用于重构该子带上相应的各子载波的频率相位响应系数 利用基于子带重构的信道频率相位响应系数可以用于生成所分配带宽上使用的预均 衡参数= 。举例来说，我们可以把多径信道的信道冲击响应变换到频域，简单用公 式（20)来表示：
[0151]
[0152] 其中，| |H(f) | |表示频率幅度响应（也称幅频响应），f(/)表示频率相位响应（也 称相频响应），表示相应的复数频率相位响应系数。根据信道相关带宽把频域划分成 N个子带，我们把频率相位影响划分成k段舛Λ)，针对每段频率fk，我们认为列Λ)是线性 变化的，从而我们可以用一个量化的相位指示01)来进行有限反馈，根据这个相位指示我 们可以重构属于频段f k内的各子载波的频率相位变化系数片(< = e 该参数 用于生成预均衡参数Wpra。
[0153] 举例说明，当配置为预均衡开启时（调度选项E)，基带信号发送和接收分别为：
[0154] 发射机从网络调度器发送的调度控制信令获知其发送的信号需要进行预均衡且 为只针对相位做预均衡、采用EB的结构来发送信号。
[0155] 发射机机根据网络调度器的指示，从反馈信道获取子带的相位指示祝幻， 发射机根据所分配的带宽包含的子带的情况，根据子带逐步重构频率相位响应系数
，再把各子带上的频率相位响应系数按照子带位置串起来得到这个所分配 带宽上所有子载波的频率相位变化系统。进一步的，所述反馈信道可以作为传 统上行调度授权信令（uplink scheduling request)的一部分，也就是新增相位指示孕供） 比特域；也可以新设立下行反馈信道用于基站把信道状态信息反馈给终端。
[0156] 发射机根据生成频域预均衡参数，如对发送信号进行预均衡再 进行0QAM调制。接收机接收到的通过了信道的0QAM信号r(l)还是用公式（17)来表示：
[0157] η
[0158] 结合公式（7)的条件和公式（17)，只要相邻的符号上预均衡参数和信道频率响应 合成的等效信道频率响应的相位变化系数趋近相同，可以减少信道破坏0QAM实数域正交 性带来的干扰影响，S
>其中A_是一个在相邻符 号之间变化很小的值。接收机对r(l)进行解调，以（m0，n0)上的输出为y^。为例，如公式 (21)所示：
[0159]
[0160] 基吁
的前提，根据公式（6)，我们可以知 道相邻符号之间的干扰通过进一步后均衡可以明显减少。我们把公式（21)可以进一步近 似写为下面公式（22):
[0161]
[0162] 显然，接收机知道发射机只对相位做了预均衡，所以接收机的602模块根据估计 的等效信道频率响应忌对表达形式如公式（22)所示的根据后均衡即可还原传输的数 据，接收机可通过接收采用了预均衡处理的用于信道估计的参考信号直接估计获得等效信 道频率响E
从而生成后均衡参I
S于后均衡操作，即跟 相乘，再进行取实部操作就可以得到发射信号
[0163]
[0164] 当配置为预均衡关闭时（调度选项F)
，其处理与实施例一的调度选项B的处理相 同，在此不重复叙述。
[0165] 基于上述具体实施例，本申请提供了一种基于滤波器组的信号发送方法，包括：
[0166] 发射机获取预均衡配置信息，所述预均衡配置信息指示是否开启预均衡；
[0167] 当预均衡配置信息指示开启预均衡时，发射机根据预均衡方式生成预均衡参数， 并根据预均衡参数对发送信号进行预均衡操作，然后进行基于滤波器组的调制。
[0168] 对应于上述方法，本申请提供了一种基于滤波器组的发射机，包括：控制信令处理 模块、预均衡开关、信源、预均衡参数生成模块和发送合成滤波器组，其中：
[0169] 控制信令处理模块，用于获取预均衡配置信息，所述预均衡配置信息指示是否开 启预均衡；
[0170] 当预均衡配置信息指示进行预均衡时，控制信令处理模块控制预均衡开关接通预 均衡参数生成模块，信源产生的实数信号由预均衡参数生成模块所生成的预均衡参数进行 预均衡处理后，再由发送合成滤波器组进行调制；
[0171] 当预均衡配置信息指示不进行预均衡时，控制信令处理模块控制预均衡开关接通 发送合成滤波器组，信源产生的实数信号直接由发送合成滤波器组进行调制。
[0172] 基于上述具体实施例，本申请还提供了一种基于滤波器组的信号接收方法，包 括：
[0173] 接收机根据指示给发射机的预均衡配置信息判断是否对基于滤波器组的解调信 号进行后均衡；所述预均衡配置信息指示是否开启预均衡；
[0174] 当预均衡配置信息指示开启预均衡，且预均衡方式为对幅度和相位都进行预均衡 时，接收机不对基于滤波器组的解调信号进行后均衡；
[0175] 当预均衡配置信息指示开启预均衡，且预均衡方式为只对相位进行预均衡时，接 收机对基于滤波器组的解调信号根据预均衡参数和信道频率响应合成的等效信道频率响 应进行后均衡；
[0176] 当预均衡配置信息指示不进行预均衡时，接收机对基于滤波器组的解调信号根据 估计的信道频率响应进行幅度和相位后均衡。
[0177] 对应于上述方法，本申请提供了一种基于滤波器组的接收机，包括：接收分析滤波 器组、后均衡开关、后均衡参数生成模块和取实部操作模块；其中：
[0178] 所述后均衡开关根据指示给发射机的预均衡配置信息判断是否对接收分析滤波 器组的解调信号进行后均衡；所述预均衡配置信息指示是否开启预均衡；
[0179] 当预均衡配置信息指示开启预均衡，且预均衡方式为对幅度和相位都进行预均衡 时，后均衡开关接通接收分析滤波器组和取实部模块；
[0180] 当预均衡配置信息指示开启预均衡，且预均衡方式为只对相位进行预均衡时，后 均衡开关将预均衡方式发送给后均衡参数生成模块，并接通接收分析滤波器组和后均衡参 数生成模块由后均衡参数生成模块生成均衡参数，并对接收分析滤波器组的解调信号根据 预均衡参数和信道频率响应合成的等效信道频率响应进行后均衡处理后，发送给取实部模 块；
[0181] 当预均衡配置信息指示不进行预均衡时，后均衡开关接通接收分析滤波器组和后 均衡参数生成模块，由后均衡参数生成模块生成均衡参数，并对接收分析滤波器组的解调 信号根据估计的信道频率响应进行幅度和相位后均衡处理后，发送给取实部模块。
[0182] 以上所述仅为本申请的较佳实施例而已，并不用以限制本申请，凡在本申请的精 神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请保护的范围之内。
【主权项】
1. 一种基于滤波器组的信号发送方法，其特征在于，包括： 发射机获取预均衡配置信息，所述预均衡配置信息指示是否开启预均衡； 当预均衡配置信息指示开启预均衡时，发射机根据预均衡方式生成预均衡参数，并根 据预均衡参数对发送信号进行预均衡操作，然后进行基于滤波器组的调制。2. 根据权利要求1所述的方法，其特征在于： 所述预均衡配置信息包含在发射机获取的调度控制信令中。3. 根据权利要求2所述的方法，其特征在于： 所述发射机还从所述调度控制信令中获取预均衡开启时和关闭时所采用的子帧类型 信息，所述子帧类型信息指示子帧中发送符号的个数和首个符号的发送时刻。4. 根据权利要求1所述的方法，其特征在于： 所述预均衡方式为预先规定的或者包含在预均衡配置信息中。5. 根据权利要求4所述的方法，其特征在于： 所述预均衡方式包括：对幅度和相位都进行预均衡，或者，只对相位进行预均衡。6. 根据权利要求5所述的方法，其特征在于： 当预均衡方式为对幅度和相位都进行预均衡时，所述根据预均衡方式生成预均衡参数 包括：根据获取的信道状态信息和预均衡方式生成预均衡参数，所述预均衡参数和信道频 率响应合成的等效信道频率响应为实数或者虚部趋近于0,且等效信道频率响应的模趋近 于1。7. 根据权利要求5所述的方法，其特征在于： 当预均衡方式为只对相位进行预均衡时，所述根据预均衡方式生成预均衡参数包括： 根据获取的信道状态信息和预均衡方式生成预均衡参数，所述预均衡参数和信道频率响应 合成的等效信道频率响应为实数或者虚部趋近于〇,且等效信道频率响应的模趋近于信道 频率响应的模。8. 根据权利要求6或7所述的方法，其特征在于： 所述信道状态信息通过信道互易性获取。9. 根据权利要求5所述的方法，其特征在于： 当预均衡方式为只对相位进行预均衡时，所述根据预均衡方式生成预均衡参数包括： 通过接收机的反馈获取相位指示，根据获取的相位指示生成预均衡参数。10. 根据权利要求9所述的方法，其特征在于： 发射机根据所述相位指示获取量化的信道频率响应的相位信息，并根据所述相位信息 生成所分配带宽上的频率相位响应系数作为频域预均衡参数。11. 根据权利要求10所述的方法，其特征在于： 该方法还包括：频域划分成若干子带，相位指示是基于子带进行指示的，子带个数大于 等于1，发射机根据相位指示和子带的对应关系来生成所分配带宽上的频域预均衡参数。12. 根据权利要求9所述的方法，其特征在于： 发射机根据所述相位指示获取量化的信道冲击响应的相位信息，并变换成对应的频率 相位响应系数作为频域预均衡参数。13. 根据权利要求12所述的方法，其特征在于： 该方法还包括：所述量化的信道冲击响应的相位信息为多径信道中最强的一条路径 的相位信息，或者为多径信道中能量最强的X条路径的相位进行平均而合成的一个相位信 息，其中X大于1。14. 根据权利要求9所述的方法，其特征在于： 在上行调取授权信令中增加的相位指示比特域或专门的反馈信道中获取所述反馈。15. -种基于滤波器组的信号接收方法，其特征在于，包括： 接收机根据指示给发射机的预均衡配置信息判断是否对基于滤波器组的解调信号进 行后均衡；所述预均衡配置信息指示是否开启预均衡； 当预均衡配置信息指示开启预均衡，且预均衡方式为对幅度和相位都进行预均衡时， 接收机不对基于滤波器组的解调信号进行后均衡； 当预均衡配置信息指示开启预均衡，且预均衡方式为只对相位进行预均衡时，接收机 对基于滤波器组的解调信号根据预均衡参数和信道频率响应合成的等效信道频率响应进 行后均衡； 当预均衡配置信息指示不进行预均衡时，接收机对基于滤波器组的解调信号根据估计 的信道频率响应进行幅度和相位后均衡。16. 根据权利要求15所述的方法，其特征在于： 所述根据预均衡参数和信道频率响应合成的等效信道频率响应进行后均衡包括：接收 机通过接收采用了预均衡的用于信道估计的参考信号直接估计预均衡参数和信道频率响 应合成的等效信道频率响应，或者接收机通过对未采用预均衡的参考信号先做信道估计再 根据发射机采用的预均衡方式间接估计预均衡参数和信道频率响应合成的等效信道频率 响应，所述等效信道频率响应用于对基于滤波器的解调信号进行后均衡。17. 根据权利要求15或16所述的方法，其特征在于： 所述预均衡方式为预先规定的或者包含在预均衡配置信息中。18. -种基于滤波器组的发射机，其特征在于，包括：控制信令处理模块、预均衡开关、 信源、预均衡参数生成模块和发送合成滤波器组，其中： 控制信令处理模块，用于获取预均衡配置信息，所述预均衡配置信息指示是否开启预 均衡； 当预均衡配置信息指示进行预均衡时，控制信令处理模块控制预均衡开关接通预均衡 参数生成模块，信源产生的实数信号由预均衡参数生成模块所生成的预均衡参数进行预均 衡处理后，再由发送合成滤波器组进行调制； 当预均衡配置信息指示不进行预均衡时，控制信令处理模块控制预均衡开关接通发送 合成滤波器组，信源产生的实数信号直接由发送合成滤波器组进行调制。19. 根据权利要求18所述的发射机，其特征在于： 所述预均衡配置信息由控制信令处理模块从调度控制信令中获取。20. 根据权利要求18或19所述的发射机，其特征在于： 预均衡参数生成模块根据预均衡方式生成所述预均衡参数；所述预均衡方式为预先规 定的或者包含在所述预均衡配置信息中。21. -种基于滤波器组的接收机，其特征在于，包括：接收分析滤波器组、后均衡开关、 后均衡参数生成模块和取实部操作模块；其中： 所述后均衡开关根据指示给发射机的预均衡配置信息判断是否对接收分析滤波器组 的解调信号进行后均衡；所述预均衡配置信息指示是否开启预均衡； 当预均衡配置信息指示开启预均衡，且预均衡方式为对幅度和相位都进行预均衡时， 后均衡开关接通接收分析滤波器组和取实部模块； 当预均衡配置信息指示开启预均衡，且预均衡方式为只对相位进行预均衡时，后均衡 开关将预均衡方式发送给后均衡参数生成模块，并接通接收分析滤波器组和后均衡参数生 成模块由后均衡参数生成模块生成均衡参数，并对接收分析滤波器组的解调信号根据预均 衡参数和信道频率响应合成的等效信道频率响应进行后均衡处理后，发送给取实部模块； 当预均衡配置信息指示不进行预均衡时，后均衡开关接通接收分析滤波器组和后均衡 参数生成模块，由后均衡参数生成模块生成均衡参数，并对接收分析滤波器组的解调信号 根据估计的信道频率响应进行幅度和相位后均衡处理后，发送给取实部模块。22.根据权利要求21所述的接收机，其特征在于： 所述预均衡方式为预先规定的或者包含在预均衡配置信息中。
【文档编号】H04L25/03GK105991490SQ201510083155
【公开日】2016年10月5日
【申请日】2015年2月15日
【发明人】喻斌, 孙鹏飞, 朱大琳
【申请人】北京三星通信技术研究有限公司, 三星电子株式会社