一种基于双模电感的毫米波压控振荡器的制作方法

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种基于双模电感的毫米波压控振荡器。

背景技术：

在毫米波通信系统中，需要利用毫米波载波信号将低频或者模拟基带调制到毫米波波段，因此毫米波压控振荡器是毫米波前端系统中关键的一个模块。

压控振荡器的主要性能指标是相位噪声和调谐带宽，相位噪声主要受到负载谐振网络的品质因子和耗电量决定，而调谐带宽主要由负载电容中可变电容部分占总电容值比例决定。一般而言，相位噪声和调谐带宽指标二者相互制约。

传统的压控振荡器结构的调谐范围十分有限，难以满足应用需求。如果增加变容二极管的尺寸以增加调谐范围，会导致相位噪声急剧恶化，进而影响整个系统的性能。如果应用多个子调谐压控振荡器覆盖不同的频段，虽然能满足带宽要求，但是需要额外增加多路复用器模块使不同频带压控振荡器的信号输出端口能够有一致端口，以应用到系统的频率综合器中去，增加的电路模块不仅加大了设计难度，而且增加了系统功耗。因此，传统的压控振荡器结构不能在保证相位噪声和功耗指标的情况下满足调谐带宽的要求。

技术实现要素：

本申请实施例通过提供一种基于双模电感的毫米波压控振荡器，解决了现有技术中压控振荡器结构不能在保证相位噪声和功耗指标的情况下满足调谐带宽的要求的问题。

本申请实施例提供一种基于双模电感的毫米波压控振荡器，所述压控振荡器包括：

第一负跨导单元；

第二负跨导单元，所述第一负跨导单元和所述第二负跨导单元用于为所述压控振荡器提供振荡能量；

开关阵列；

双模电感，所述双模电感通过所述开关阵列实现两种等效电感值之间的切换，用于振荡频率的粗调节；

第一变容二极管阵列；

第二变容二极管阵列，所述第一变容二极管阵列和所述第二变容二极管阵列用于调节负载网络的电容值，实现振荡频率的细调节；

所述压控振荡器包括两对差分信号输出端口；所述开关阵列与所述压控振荡器的两对差分信号输出端口相连；所述双模电感与所述压控振荡器的两对差分信号输出端口相连；所述第一负跨导单元、第一变容二极管阵列的两端分别与所述压控振荡器的第一对差分信号输出端口相连；所述第二负跨导单元、第二变容二极管阵列的两端分别与所述压控振荡器的第二对差分信号输出端口相连。

优选的，所述第一负跨导单元包括第一晶体管和第二晶体管，所述第二负跨导单元包括第三晶体管和第四晶体管。

优选的，所述第一晶体管的漏极与所述第二晶体管的栅极相连，作为第一信号输出端口，所述第一晶体管的栅极与所述第二晶体管的漏极相连，作为第二信号输出端口，所述第一晶体管的源极与所述第二晶体管的源极相连并接地。

优选的，所述第三晶体管的漏极与所述第四晶体管的栅极相连，作为第三信号输出端口，所述第三晶体管的栅极与所述第四晶体管的漏极相连，作为第四信号输出端口，所述第三晶体管的源极与所述第四晶体管的源极相连并接地。

优选的，所述第一变容二极管阵列包括第一变容二极管、第二变容二极管、第三变容二极管、第四变容二极管、第五变容二极管、第六变容二极管、第七变容二极管和第八变容二极管；

所述第一变容二极管的阴极与所述第二变容二极管的阴极相接，并与第一电容控制信号输入端口连接；所述第三变容二极管的阴极与所述第四变容二极管的阴极相接，并与第二电容控制信号输入端口连接；所述第五变容二极管的阴极与所述第六变容二极管的阴极相接，并与第三电容控制信号输入端口连接；所述第七变容二极管的阴极与所述第八变容二极管的阴极相接，并与第四电容控制信号输入端口连接；

所述第一变容二极管、所述第三变容二极管、所述第五变容二极管和所述第七变容二极管的阳极分别与所述第一晶体管的漏极相连，所述第二变容二极管、所述第四变容二极管、所述第六变容二极管和所述第八变容二极管的阳极分别与所述第二晶体管的漏极相连；

所述第二变容二极管阵列包括第九变容二极管、第十变容二极管、第十一变容二极管、第十二变容二极管、第十三变容二极管、第十四变容二极管、第十五变容二极管和第十六变容二极管；

所述第九变容二极管的阴极与所述第十变容二极管的阴极相接，并与第一电容控制信号输入端口连接；所述第十一变容二极管的阴极与所述第十二变容二极管的阴极相接，并与第二电容控制信号输入端口连接；所述第十三变容二极管的阴极与所述第十四变容二极管的阴极相接，并与第三电容控制信号输入端口连接；所述第十五变容二极管的阴极与所述第十六变容二极管的阴极相接，并与第四电容控制信号输入端口连接；

所述第九变容二极管、所述第十一变容二极管、所述第十三变容二极管和所述第十五变容二极管的阳极分别与所述第三晶体管的漏极相连，所述第十变容二极管、所述第十二变容二极管、所述第十四变容二极管和所述第十六变容二极管的阳极分别与所述第四晶体管的漏极相连；

所述第一变容二极管、所述第二变容二极管、所述第九变容二极管和所述第十变容二极管的尺寸相同；所述第三变容二极管、所述第四变容二极管、所述第十一变容二极管和所述第十二变容二极管的尺寸相同；所述第五变容二极管、所述第六变容二极管、所述第十三变容二极管和所述第十四变容二极管的尺寸相同；所述第七变容二极管、所述第八变容二极管、所述第十五变容二极管和所述第十六变容二极管的尺寸相同。

优选的，所述开关阵列包括两对晶体管开关，其中，第一对晶体管开关包括第一开关和第二开关，第二对晶体管开关包括第三开关和第四开关。

优选的，所述第一开关的源极与所述第一晶体管的漏极相连，所述第一开关的漏极与所述第四晶体管的漏极相连；所述第二开关的源极与所述第二晶体管的漏极相连，所述第二开关的漏极与所述第三晶体管的漏极相连；所述第一开关的栅极与所述第二开关的栅极分别接第一开关控制信号。

优选的，所述第三开关的源极与所述第一晶体管的漏极相连，所述第三开关的漏极与所述第三晶体管的漏极相连；所述第四开关的源极与所述第二晶体管的漏极相连，所述第四开关的漏极与所述第四晶体管的漏极相连；所述第三开关的栅极与所述第四开关的栅极分别接第二开关控制信号。

优选的，所述双模电感呈水平和垂直方向对称结构，所述双模电感包括第一金属电感、第二金属电感、第三金属电感、第四金属电感和第五金属电感，所述第一金属电感、所述第二金属电感、所述第三金属电感和所述第四金属电感分别通过所述第五金属电感连接在一起。

优选的，所述双模电感包括第一外接端口、第二外接端口、第三外接端口、第四外接端口和第五外接端口；所述第一外接端口连接所述第一晶体管的漏极，所述第二外接端口连接所述第三晶体管的漏极，所述第三外接端口连接所述第二晶体管的漏极，所述第四外接端口连接所述第四晶体管的漏极，所述第五外接端口外接直流电压。

本申请实施例中提供的一个或多个技术方案，至少具有如下技术效果或优点：

在本申请实施例中，提出了一种新的压控振荡器结构，引入了双模电感。双模电感和变容二极管阵列构成振荡所需的谐振器，负跨导单元提供振荡能量，双模电感通过开关阵列实现两种等效电感值之间的切换，通过模式切换，使得压控振荡器的频率调谐范围得到有效延展，能够满足主流毫米波应用的带宽要求。此外，双模电感的品质因子与传统电感的品质因子接近，不会降低相位噪声性能。同时，压控振荡器的两对差分信号输出端口都能输出覆盖全部频带的毫米波信号，无需增加额外的多路复用器统一输出信号，避免了增加系统功耗。因此，本申请实施例提供的一种基于双模电感的毫米波压控振荡器，一方面调谐带宽能满足应用要求，另一方面不牺牲相位噪声和功耗指标。

附图说明

为了更清楚地说明本实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一个实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的一种基于双模电感的毫米波压控振荡器的主体电路图；

图2为本发明实施例中的双模电感示意图；

图3为本发明实施例中双模电感的h模和l模等效电感示意图；

图4为本发明实施例中双模电感与传统电感品质因子电磁仿真对比图；

图5为本发明实施例中改变开关大小对相位噪声影响的测试图；

图6为本发明实施例提供的一种基于双模电感的毫米波压控振荡器相位噪声随频率的变化曲线图。

具体实施方式

本申请实施例通过提供一种基于双模电感的毫米波压控振荡器，解决了现有技术中压控振荡器结构不能在保证相位噪声和功耗指标的情况下满足调谐带宽的要求的问题。

本申请实施例的技术方案为解决上述技术问题，总体思路如下：

一种基于双模电感的毫米波压控振荡器，包括:第一负跨导单元、第二负跨导单元、开关阵列、双模电感、第一变容二极管阵列、第二变容二极管阵列；

所述第一负跨导单元和所述第二负跨导单元用于为所述压控振荡器提供振荡能量；所述双模电感通过所述开关阵列实现两种等效电感值之间的切换，用于振荡频率的粗调节；所述第一变容二极管阵列和所述第二变容二极管阵列用于调节负载网络的电容值，实现振荡频率的细调节；

所述压控振荡器包括两对差分信号输出端口；所述开关阵列与所述压控振荡器的两对差分信号输出端口相连；所述双模电感与所述压控振荡器的两对差分信号输出端口相连；所述第一负跨导单元、第一变容二极管阵列的两端分别与所述压控振荡器的第一对差分信号输出端口相连；所述第二负跨导单元、第二变容二极管阵列的两端分别与所述压控振荡器的第二对差分信号输出端口相连。

为了更好的理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式对上述技术方案进行详细的说明。

本实施例提供了一种基于双模电感的毫米波压控振荡器，如图1所示，包括两组负跨导单元(第一负跨导单元1和第二负跨导单元2)，两组变容二极管阵列(第一变容二极管阵列5和第二变容二极管阵列6)，一个双模电感4和一组开关阵列3。负跨导单元为振荡器提供能量，并产生负阻抗抵消负载网络的损耗电阻，以维持振荡器连续工作。变容二极管用于调谐负载网络的电容值，从而精细调节振荡频率；双模电感是本发明的核心部分，有两种不同的工作模式，通过开关阵列完成振荡器频率的粗调节。

所述第一负跨导单元1包括第一晶体管m11和第二晶体管m12，所述第二负跨导单元2包括第三晶体管m21和第四晶体管m22。

所述第一晶体管m11的漏极与所述第二晶体管m12的栅极相连，作为第一信号输出端口vo1+，所述第一晶体管m11的栅极与所述第二晶体管m12的漏极相连，作为第二信号输出端口vo1-，所述第一晶体管m11的源极与所述第二晶体管m12的源极相连并接地。

所述第三晶体管m21的漏极与所述第四晶体管m22的栅极相连，作为第三信号输出端口vo2+，所述第三晶体管m21的栅极与所述第四晶体管m22的漏极相连，作为第四信号输出端口vo2-，所述第三晶体管m21的源极与所述第四晶体管m22的源极相连并接地。

所述的第一负跨导单元1和第二负跨导单元2在电路参数上完全相同，以保证对称性。假设其栅极的宽长比为w/l，加载的漏极直流电压为vdd，cmos模型参数为kp，cmos的阈值电压为vt。具体的，其提供的负跨导值为:

第一负跨导单元1和第二负跨导单元2提供的总跨导值为2gm。

所述第一变容二极管阵列5包括第一变容二极管d11、第二变容二极管d12、第三变容二极管d13、第四变容二极管d14、第五变容二极管d15、第六变容二极管d16、第七变容二极管d17和第八变容二极管d18。

所述第一变容二极管d11的阴极与所述第二变容二极管d12的阴极相接，并与第一电容控制信号输入端口vt连接；所述第三变容二极管d13的阴极与所述第四变容二极管d14的阴极相接，并与第二电容控制信号输入端口vta连接；所述第五变容二极管d15的阴极与所述第六变容二极管d16的阴极相接，并与第三电容控制信号输入端口vtb连接；所述第七变容二极管d17的阴极与所述第八变容二极管d18的阴极相接，并与第四电容控制信号输入端口vtc连接。

所述第一变容二极管d11、所述第三变容二极管d13、所述第五变容二极管d15和所述第七变容二极管d17的阳极分别与所述第一晶体管m11的漏极相连，所述第二变容二极管d12、所述第四变容二极管d14、所述第六变容二极管d16和所述第八变容二极管d18的阳极分别与所述第二晶体管m12的漏极相连。

所述第二变容二极管阵列6包括第九变容二极管d21、第十变容二极管d22、第十一变容二极管d23、第十二变容二极管d24、第十三变容二极管d25、第十四变容二极管d26、第十五变容二极管d27和第十六变容二极管d28。

所述第九变容二极管d21的阴极与所述第十变容二极管d22的阴极相接，并与第一电容控制信号输入端口vt连接；所述第十一变容二极管d23的阴极与所述第十二变容二极管d24的阴极相接，并与第二电容控制信号输入端口vta连接；所述第十三变容二极管d25的阴极与所述第十四变容二极管d26的阴极相接，并与第三电容控制信号输入端口vtb连接；所述第十五变容二极管d27的阴极与所述第十六变容二极管d28的阴极相接，并与第四电容控制信号输入端口vtc连接。

所述第九变容二极管d21、所述第十一变容二极管d23、所述第十三变容二极管d25和所述第十五变容二极管d27的阳极分别与所述第三晶体管m21的漏极相连，所述第十变容二极管d22、所述第十二变容二极管d24、所述第十四变容二极管d26和所述第十六变容二极管d28的阳极分别与所述第四晶体管m22的漏极相连。

上述变容二极管阵列用于改变电容值，以调谐负载谐振网络的谐振频率。

其中，所述第一变容二极管d11、所述第二变容二极管d12、所述第九变容二极管d21和所述第十变容二极管d22的尺寸相同，典型电容值为ct。

所述第三变容二极管d13、所述第四变容二极管d14、所述第十一变容二极管d23和所述第十二变容二极管d24的尺寸相同，典型电容值为c1。

所述第五变容二极管d15、所述第六变容二极管d16、所述第十三变容二极管d25和所述第十四变容二极管d26的尺寸相同，典型电容值为c2。

所述第七变容二极管d17、所述第八变容二极管d18、所述第十五变容二极管d27和所述第十六变容二极管d28的尺寸相同，典型电容值为c3。

典型电容值的大小关系一般满足c3:c2:c1＝4:2:1,ct:c1＝1.1～1.2，以满足频率连续调谐的要求。

其中，电容控制信号vt为连续调节信号，电容控制信号vta为数位信号，电容控制信号vtb为数位信号，电容控制信号vtc为数位信号。

具体的，vt为连续调节控制信号，变化范围为0v到vdd；vta、vtb、vtc为数控信号，接二进制信号，一共8个可选状态，即：000、001、010、011、100、101、110、111。

所述开关阵列3包括两对晶体管开关，其中，第一对晶体管开关包括第一开关sw1和第二开关sw2，第二对晶体管开关包括第三开关sw3和第四开关sw4。

所述第一开关sw1的源极与所述第一晶体管m11的漏极相连，所述第一开关sw1的漏极与所述第四晶体管m22的漏极相连；所述第二开关sw2的源极与所述第二晶体管m12的漏极相连，所述第二开关sw2的漏极与所述第三晶体管m21的漏极相连；所述第一开关sw1的栅极与所述第二开关sw2的栅极分别接第一开关控制信号vt1。

所述第三开关sw3的源极与所述第一晶体管m11的漏极相连，所述第三开关sw3的漏极与所述第三晶体管m21的漏极相连；所述第四开关sw4的源极与所述第二晶体管m12的漏极相连，所述第四开关sw4的漏极与所述第四晶体管m22的漏极相连；所述第三开关sw3的栅极与所述第四开关sw4的栅极分别接第二开关控制信号vt2。

如图2所示，为所述双模电感4的结构示意图，作为lc-tank负载电感电容谐振网络中的电感元件。

所述双模电感4呈水平和垂直方向对称结构，所述双模电感4包括第一金属电感a-p1、第二金属电感b-p2、第三金属电感a-p3、第四金属电感b-p4和第五金属电感a-b，所述第一金属电感a-p1、所述第二金属电感b-p2、所述第三金属电感a-p3和所述第四金属电感b-p4分别通过所述第五金属电感a-b连接在一起，构成双模模式切换差分电感。

所述双模电感4包括第一外接端口p1、第二外接端口p2、第三外接端口p3、第四外接端口p4和第五外接端口vdd；所述第一外接端口p1连接所述第一晶体管m11的漏极，所述第二外接端口p2连接所述第三晶体管m21的漏极，所述第三外接端口p3连接所述第二晶体管m12的漏极，所述第四外接端口p4连接所述第四晶体管m22的漏极，所述第五外接端口vdd外接直流电压，给整个振荡器提供偏置和功耗。

其中，第一金属电感a-p1、第二金属电感b-p2、第三金属电感a-p3和第四金属电感b-p4电感值相同，假设为lm，第五金属电感a-b贡献的电感值为δl。

具体的，如图3所示，所述双模电感4存在不同工作模式下两种不同的电感值，一种工作模式(h模)是当第一外接端口p1和第二外接端口p2连接正同相信号，第三外接端口p3和第四外接端口p4外接负同相信号，此时第五金属线电感a-b处于共模轴线上，不会贡献有效电感值，这种模式下的等效电感值为lm；另一种工作模式(l模)为第一外接端口p1和第四外接端口p4接入正的同相信号，第二外接端口p2和第三外接端口p3接负的同相信号，此时第五金属线电感a-b贡献电感值，这种模式下的等效电感值为lm+δl。

整个振荡器的供电通过所述双模电感4的第五外接端口vdd供电。

所述开关阵列3用于在所述双模电感4的不同电感之间进行切换，其控制信号与工作模式的配置如下，

h模：第二开关控制信号vt2接低电平信号，第三开关sw3、第四开关sw4闭合，第一开关控制信号vt1接高电平信号，第一开关sw1、第二开关sw2关断。

l模：第一开关控制信号vt1接低电平信号，第一开关sw1、第二开关sw2闭合，第二开关控制信号vt2接高电平信号，第三开关sw3、第四开关sw4关断。

具体的，如图4所示，所述双模电感4在不同模式下的等效电感的品质因子与传统电感的品质因子相当，因此提出的双模电感的品质因子没有恶化。

假设由于寄生效应在毫米波信号在如图1所示输出端口vo1+、vo1-、vo2+、vo2-产生的固定值对地电容为cfix，电容整列调谐电容的最大值为cmax，最小值为cmin，双模电感和电容阵列构成振荡所需的谐振器。具体的，频率调谐范围为：

h模：

l模：

为了保证两个模式下的频率覆盖没有频率间断，造成频率调谐死区，必须保证：

具体的可以通过调节第五金属电感a-b的电感值大小来自由调节h模的最低频率和l模的最高频率的频率差值。

假设双模电感的品质因子为qind，变容二极管阵列在不同控制信号下的最低品质因子为qcvar_min，整个负载谐振器的品质因子为qload：

具体的，负跨导单元需要提供最小跨导应该满足:

其中，rs为电感的等效串联电阻值。

pmos模式切换开关都工作在同相信号链路中，理想情况下其开启电阻ron不会引入额外的损耗，不会降低负载谐振网络的品质因子以致恶化相位噪声。因此，可以将晶体管开关的尺寸设计得很小，使引入的寄生电容最小化，从而不会恶化频率调谐范围。

如图5所示，减小晶体管的尺寸，开启电阻ron增加，相位噪声也没有恶化。

本发明的信号输出端口包括两对差分信号，如图1所示，为(vo1+，vo1-)和(vo2+，vo2-)。这两对差分信号输出端口都能输出覆盖全部频带的毫米波信号，因此不需要再增加额外的多路复用器统一输出信号。

为了验证本发明的有效性，应用台积电65nmcmos工艺，设计了一款中心频率60ghz的压控振荡器，其设计参数为：l模的设计电感为90ph，m模的设计电感为100ph，第一晶体管m11、第二晶体管m12、第三晶体管m21、第四晶体管m22的尺寸为14um×60nm，变容二极管整列的设计典型电容为c3＝44ff，c2＝22ff，c1＝11ff，ct＝13ff；pmos的切换开关的尺寸为6um×60nm，ron为260ω。

为了综合衡量压控振荡器衡量相位噪声、功耗、频率调谐范围等性能指标，定义综合参数为：

其中pn为相位噪声，f0为调谐带宽的中心频率，δf为绝对带宽，pdc为整个振荡器的耗散功率。

如图6所示，为实施例振荡器的相位噪声pn和综合参数fom随频率调谐的变化曲线，可以看到压控振荡器频率覆盖55ghz～67ghz，且相位噪声pn和综合参数fom性能都优良。

本发明实施例提供的一种基于双模电感的毫米波压控振荡器至少包括如下技术效果：

在本申请实施例中，提出了一种新的压控振荡器结构，引入了双模电感。双模电感和变容二极管阵列构成振荡所需的谐振器，负跨导单元提供振荡能量，双模电感通过开关阵列实现两种等效电感值之间的切换，通过模式切换，使得压控振荡器的频率调谐范围得到有效延展，能够满足主流毫米波应用的带宽要求。此外，双模电感的品质因子与传统电感的品质因子接近，不会降低相位噪声性能。同时，压控振荡器的两对差分信号输出端口都能输出覆盖全部频带的毫米波信号，无需增加额外的多路复用器统一输出信号，避免了增加系统功耗。因此，本申请实施例提供的一种基于双模电感的毫米波压控振荡器，一方面调谐带宽能满足应用要求，另一方面不牺牲相位噪声和功耗指标。

最后所应说明的是，以上具体实施方式仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照实例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。