一种RC振荡器及DC‑DC电源芯片的制作方法

本发明涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种rc振荡器及dc-dc电源芯片。

背景技术：

随着cmos工艺技术的发展，振荡器的应用也越来越广，振荡器为用来产生重复电子讯号(通常是正弦波或方波)的电子元件，其构成的电路叫振荡电路。具体可为一种将直流电转换为具有一定频率交流电信号输出的电子电路或装置。

常用的振荡器有rc振荡器、环形振荡器和晶振，由于rc振荡器具有成本低、无电感、频率可调、以及电容电阻都能集成到芯片中等优点，具有较大的应用空间。但是rc振荡器精度较低，一般在1％到10％之间，对工艺参数和温度的变化敏感，工作电压影响其振荡频率，迫使rc振荡器只能在低成本，低精度的应用中，如音频发生器，报警器，闪光指示灯等。

现有技术中，为了充分利用rc振荡器的优势，避免rc振荡器的劣势，例如稳定性较差、精度较低，通常采用如1所示的rc振荡器电路结构图。上电后，当比较器的正端电压小于负端电压vn时，out为低电平，电源通过r1对电容c1充电。当正端电压上升到负端电压vn时，out跳为高电平，同时使场效应管m1、m2导通。电容c1通过m1放电，正端电压下降。当下降到vn后比较器再次翻转，out输出低电平。这种结构的rc振荡器通过分别设置电容充电和放电的比较电压值以及选择电容c1的值来得到一定占空比的振荡波形的输出。

尽管上述这种基于比较器结构的rc振荡器在正端和负端都引入了电源电压，可以在一定程度上抑制电源电压对振荡频率的影响，但是比较器迟滞时间会引入误差，频率越高，误差越大，并且占空比不易调节。

技术实现要素：

本发明实施例的目的是提供一种rc振荡器及dc-dc电源芯片，不仅电路结构简单，易于集成，还提高了rc振荡器的精度。

为解决上述技术问题，本发明实施例提供以下技术方案：

本发明实施例提供了一种rc振荡器，包括：

比较器、第一电容、第一开关管、第一电阻、电流产生模块、电压补偿模块、以及整形模块；

所述电流产生模块包括充电电流输出端及基准电流输出端，用于为rc振荡器提供工作电流；所述充电电流输出端分别与所述比较器的反向端、所述第一电容的一端、所述第一开关管的漏极相连；所述基准电流输出端与所述比较器的正向端、所述第一电阻的一端相连；所述第一电容的另一端、所述第一开关管的源极、所述第一电阻的另一端接地；

所述电压补偿模块包括第二开关管、第二电阻以及第二电容，用于为所述rc振荡器提供电压补偿；所述第二开关管的源极与电源输入端相连，栅极同时与所述rc振荡器的输出端及与所述整形模块相连，漏极与所述第二电阻的一端相连；所述第二电容的一端接地，另一端同时与所述第二电阻的另一端及所述比较器的输出端相连；

所述整形模块用于对所述比较器输出的振荡波形进行整形，与所述比较器的输出端及所述第一开关管的栅极相连。

可选的，所述电流产生模块包括三极管组、开关管组、第三电阻以及温度补偿电阻；

其中，所述三极管组包括第一三极管、第二三极管、第三三极管、第四三极管；所述开关管组包括第三开关管、第四开关管及第五开关管；

所述第三电阻一端与所述开关管组的各个开关管的源极及所述电源输入端相连、另一端与所述第一三极管的集电极，第一三极管、第二三极管共同的基极相连；所述第四开关管的漏极、所述第五开关管的漏极分别为所述充电电流输出端及所述基准电流输出端；所述温度补偿电阻一端与所述第二三极管的发射极、第四三极管的集电极相连，另外一端接地。

可选的，所述整形模块包括第一反相器、第二反相器、第三反相器及第四反相器；

其中，各个反相器串联，且所述第一反相器的输入端与所述比较器的输出端、所述第二电阻和所述第二电容的共同端相连，所述第三反相器的输出端与所述第一开关管的栅极相连，所述第四反相器的输出端与所述第二开关管的栅极及所述rc振荡器的输出端相连。

可选的，所述第一反相器为施密特反相器。

可选的，所述比较器与ptat电源端相连，用于为所述比较器输入偏置电流。

可选的，所述第一开关管为nmos管。

可选的，所述第二开关管为pmos管。

可选的，所述开关管组为pmos管组。

本发明实施例还提供了一种dc-dc电源芯片，包括如前任意一项所述的rc振荡器。

本发明实施例提供了一种rc振荡器，包括比较器、包括充电电流输出端及基准电流输出端的电流产生模块、包括第二开关管、第二电阻和第二电容的电压补偿模块及整形模块。充电电流输出端分别与比较器的反向端、第一电容的一端、第一开关管的漏极相连；基准电流输出端与比较器的正向端、第一电阻的一端相连；第一电容的另一端、第一开关管的源极、第一电阻的另一端接地；第二开关管的源极与电源输入端相连，栅极同时与rc振荡器的输出端及与整形模块相连，漏极与第二电阻的一端相连；第二电容的一端接地，另一端同时与第二电阻的另一端及比较器的输出端相连；整形模块与比较器的输出端及第一开关管的栅极相连。

本发明提供的技术方案的优点在于，利用比较器的迟滞时间控制rc振荡器的周期和占空比，即通过调节第一电阻、第一电容的值得到不同占空比的振荡波形；通过加入的电压补偿模块，大大的减小了由于电源电压变化对比较器迟滞时间的影响，有效的避免了振荡器频率的变化，有利于提高rc振荡器的精度；且该rc振荡器整体电路结构简单、易于集成，有利于减少电路的生成成本以及用户的使用成本。

在一种具体的实施方式中，通过在电流产生模块中加入一个温度补偿电路，有效得抑制了rc振荡器的振荡频率随温度的变化，进一步提高了rc振荡器的精度。

此外，本申请还针对rc振荡器提供了一种硬件的应用，即dc-dc电源芯片，进一步使得所述rc振荡器更具有实用性，所述dc-dc电源芯片具有相应的优点。

附图说明

为了更清楚的说明本发明实施例或现有技术的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的现有技术中的rc振荡器的一种结构图；

图2为本发明实施例提供的rc振荡器在一种具体实施方式下的结构图；

图3为本发明实施例提供的rc振荡器的电流产生模块在一种具体实施方式下的结构图；

图4为本发明实施例提供的rc振荡器在另一种具体实施方式下的结构图；

图5为本发明实施例提供的图4中施密特反相器的一种具体实施方式下的结构图；

图6为本发明实施例提供的温度补偿前后比较器正向端输入电压的变化曲线示意图；

图7为本发明实施例提供的一种仿真条件下rc振荡器的振荡波形示意图；

图8为本发明实施例提供的另一种仿真条件下rc振荡器的振荡波形示意图；

图9为本发明实施例提供的rc振荡器的振荡频率随电源电压变化的曲线示意图；

图10为本发明实施例提供的rc振荡器的振荡频率随温度变化的曲线示意图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细说明。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”、“第三”“第四”等是用于区别不同的对象，而不是用于描述特定的顺序。此外术语“包括”和“具有”以及他们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可包括没有列出的步骤或单元。

首先请参见图2，图2为本发明实施例提供的rc振荡器在一种具体实施方式下的结构图，本发明实施例可包括以下内容：

rc振荡器可包括比较器101、第一电容c1、第一开关管m1、第一电阻r1、电流产生模块102、电压补偿模块103及整形模块104。

比较器101具有正向端、反向端以及输出端，用于通过利用比较器101的迟滞时间来控制rc振荡器的周期和占空比，即通过调节第一电阻r1、第一电容c1的值得到不同占空比的振荡波形。

比较器101还可与ptat电源端相连，用于为所述比较器输入偏置电流。设计偏置电流为ptat电流，可有效避免电源输入电压vdd的影响。

电流产生模块102包括充电电流输出端及基准电流输出端，用于为rc振荡器提供工作电流。

电压补偿模块103包括第二开关管m2、第二电阻r2以及第二电容c2，用于为rc振荡器提供电压补偿。

整形模块104用于对比较器输出的振荡波形进行整形。

整个rc振荡器电路的连接关系可为：

充电电流输出端分别与比较器101的反向端、第一电容c1的一端、第一开关管m1的漏极相连；基准电流输出端与比较器101的正向端、第一电阻r1的一端相连；第一电容c1的另一端、第一开关管m1的源极、第一电阻r1的另一端接地；第二开关管m2的源极与电源输入端相连，栅极同时与rc振荡器的输出端及与整形模块104相连，漏极与第二电阻r2的一端相连；第二电容c2的一端接地，另一端同时与第二电阻r2的另一端及比较器的输出端相连；整形模块104还与比较器101的输出端以及第一开关管m1的栅极相连。

整个rc振荡器电路的工作原理可为：

充电电流源对第一电容c1充电，当第一电容c1上的电压达到比较器正向端输入电压时，比较器101翻转打开第一开关管m1，第一电容c1放电，第一电容c1上的电压下降到正向端输入电压以下，为了避免比较器101立即翻转关断第一开关管m1，不能得到所需的具有一定占空比的pwm波形。在比较器101输出端增加一个电容c2来延长比较器101输出端翻转为高电平的迟滞时间(即电压补偿模块)，使比较器101可以输出一定的振荡波形，经过整形模块的整形，可以得到一定占空比的振荡波形。

在本发明实施例提供的技术方案中，利用比较器的迟滞时间控制rc振荡器的周期和占空比，即通过调节第一电阻、第一电容的值得到不同占空比的振荡波形；通过加入的电压补偿模块，大大的减小了由于电源电压变化对比较器迟滞时间的影响，有效的避免了振荡器频率的变化，有利于提高rc振荡器的精度；且该rc振荡器整体电路结构简单、易于集成，有利于减少电路的生成成本以及用户的使用成本。

可选的，在一些具体的实施方式中，请参阅图3，所述电流产生模块102可包括：

三极管组、开关管组、第三电阻r3以及温度补偿电阻r4；

其中，所述三极管组包括第一三极管k1、第二三极管k2、第三三极管k3、第四三极管k4；所述开关管组包括第三开关管m3、第四开关管m4及第五开关管m5；

所述第三电阻r3一端与所述开关管组的各个开关管的源极及所述电源输入端相连、另一端与所述第一三极管k1的集电极，第一三极管k1、第二三极管k2共同的基极相连；所述第四开关管m4的漏极、所述第五开关管m5的漏极分别为所述充电电流输出端及所述基准电流输出端；所述温度补偿电阻r4一端与所述第二三极管k2的发射极、第四三极管k4的集电极相连，另外一端接地。

三极管组以及开关组具体的连接关系可为：

电源电压输入端与第三电阻r3的一端，第三开关管m3、第四开关管m4、第五开关管m5的源极相连；第三电阻r3的另一端与第一三极管k1的集电极，第一三极管k1、第二三极管k2共同的基极连接；所述第一三极管k1、第二三极管k2的发射极分别与第三三极管k3、第四三极管k4的集电极连接；第三三极管k3、第四三极管k4共同的基极与第二三极管k2的发射极连接，同时第三三极管k3、第四三极管k4的发射极分别接地；第四电阻r4一端与第二三极管k2的发射极、第四三极管k4的集电极连接，另一端接地；第三开关管m3、第四开关管m4、第五开关管m5的栅极连接到一起；第三开关管m3的栅极和漏极相连，并与第二二极管k2的集电极相连。

考虑不将温度补偿电阻r4接入电路的情况，充电电流i1和基准电流i2由wilson电流镜产生，具体的表示为：

比较器101的正向端输入电压(基准电压)vp可为：

由于三极管的vbe受温度的影响比较大，为负温度特性变化，这种变化对rc振荡器的充电电流i1和基准电压vp会有很大的影响，振荡器的频率也不能保持稳定。在电路设计上增加一个温度补偿电阻r4，并联到三极管上来补偿vbe的温度特性对电流的影响。并联补偿电阻后的基准电流可为：

当r1＝2r2时，上式可为：

从上式可以看出，基准电压vp的值由第三开关管m3、第四开关管m4的宽长比以及第一电阻r1与第三电阻r3的比值决定，与温度的相关性大大减小，而且对工艺中的mosfet宽长比的相对误差和电阻相对误差都有很好的抑制，图6是进行温度补偿前后基准电压的电压随温度变化的曲线。可见，通过加入温度补偿电阻，可有效得抑制了rc振荡器的振荡频率随温度的变化，进一步提高了rc振荡器的精度。

可选的，请参阅图4所示，整形模块104可包括第一反相器、第二反相器、第三反相器及第四反相器；

其中，各个反相器串联，且所述第一反相器的输入端与所述比较器的输出端、所述第二电阻和所述第二电容的共同端相连，所述第三反相器的输出端与所述第一开关管的栅极相连，所述第四反相器的输出端与所述第二开关管的栅极及所述rc振荡器的输出端相连。

所述第一反相器可为施密特反相器，当然，也可为其他反相器。

通过上述整形模块的电路结构图，可保持rc振荡器的输出的振荡波形的相位不会翻转180度，还有利于增加驱动能力。

在一种具体的实施方式中，当整形模块104中第一反相器为二值cmos施密特反相器，具体的结构可如图5所示，其翻转电压vh和vl与开关管的宽长比有关，当第二开关管的宽长比相同，第一开关管的宽长比也相同时，可以得到：

vh＝(vdd+vthn)/2；

vh＝(vdd-|vthp|)/2。

由上式可以看出，vh和vl与电源输入电压vdd相关，整形电路的阈值变化会导致比较器101翻转的迟滞时间变化，造成rc振荡器的频率随电源输入电压vdd变化而变化，影响rc振荡器的振荡器频率的主要是比较器101输出由低电平翻转成高电平的迟滞时间。

在电压补偿电路103中，电源输入电压vdd可以对第二电容c2充电。当电源输入电压vdd变大时，施密特反相器的翻转电压vh变大，导致比较器101输出翻转成高电平的迟滞时间变长，但电源输入电压vdd通过第二开关管m2对第二电容c2充电电流也变大，使第二电容c2上的电压上升更快，减小迟滞时间，形成负反馈。利用这种负反馈作用，可以减小电源输入电压vdd对rc振荡器的振荡频率的影响，有利于提高rc振荡器的精度。

需要说明的是，第一开关管可为nmos管，第二开关管可为pmos管，开关管组中的三个开关管可全为pmos管。当然，也可采用其他开关管，这均不影响本申请的实现。

在一种具体的实施方式中，rc振荡器的周期可由四部分时间组成：第一电容c1充电到比较器正向端电压vp的时间t1；比较器输出从高电平向低电平跳变的迟滞时间t2；第一电容c1通过第一开关管m1放电使比较器101的负向端电压vn降到与正向端电压vp相等的时间t3；比较器输出从低电平向高电平跳变的迟滞时间t4。

由于整形电路104的延时，可认为工作过程中比较器101输出使施密特反相器翻转的阈值电平为vdd和0。

rc振荡器周期为t＝t1+t2+t3+t4，主要由t1、t4组成，其中t2、t3与前几项相比很小。

具体的，t1、t4可表示为：

当时，则有：

t1＝c1r1；

负向端电压vn电压降到与正向端电压vp电压相等后，比较器101偏置电流对第二电容充电。第二开关管m2已经开启，vdd通过r2对第二电容c2充电，从0充电至vdd，平均充电电流近似为：

从低电平向高电平跳变的迟滞时间为：

t4＝vdd·c2/(ivdd+ibias)；

式中，iblas为比较器101输入的偏置电流。

由上式可以得出：

通过选择适当的第一电容c1、第二电容c2以及偏置电流的值可以减小由于温度引起的正温度系数的第一电阻r1的变化导致的周期的变化，提高了振荡器的精度；

选择当vdd变化时，可以忽略偏置电流的影响，认为第二项分子与分母同时变化，可以减小vdd变化对周期的影响，稳定振荡频率；

直接利用比较器101的迟滞时间控制振荡器的周期和占空比，减小误差，通过调节c1r1和c2r2的值可灵活设定振荡器的占空比。

当前dc-dc电源以其体积小、重量轻、效率高等优点在便携式电子设备中得到广泛关注。一般的dc-dc电源都需要振荡器来提供时钟信号，并且振荡器的频率直接影响输出电压的纹波、变换器的效率。

鉴于此，本申请还针对rc振荡器提供了一种硬件的应用，即应用于dc-dc电源芯片，进一步使得所述rc振荡器更具有实用性，所述dc-dc电源芯片具有相应的优点。

dc-dc电源芯片，包括如前任意一个实施例所述的rc振荡器。

dc-dc电源芯片可为降压型的dc-dc电源芯片，当然，也可为其他类型的dc-dc电源芯片。

为了本领域技术人员进一步的理解本申请提供的技术方案的原理以及思想，且为了验证本申请提供的技术方案确实可提高rc振荡器的精度，本申请还提供了另外一个实施例，具体如下：

在一种具体的实施方式中，将振荡频率为1.25mhz的rc振荡器应用于一款降压型dc-dc电源芯片中。采用0.6μmbicmos工艺仿真调试。在25℃，vdd＝3.6v的情况下，图7以及图8所示为两种条件下的仿真波形。

第一种条件(图7)下振荡波形的占空比约为60％，第二种条件(图8)下振荡波形的占空比约为90％。可见通过调节c1r1和c2r2的值可灵活设定振荡波形的占空比。

另外，图9为在25℃，第一种仿真条件的情况下，2.5v-5v电源范围内时钟频率及其误差。

从图9可以看出，在2.5v-5v的电源电压范围内，振荡频率的误差控制在0.4％以内。

图10为在3.6v的电源电压，第一种仿真条件的情况下，-20℃-80℃温度范围内时钟频率及其误差。

从图10可以看出，在-20-85℃的温度变化范围内，振荡频率的误差在0.88％以内。

由仿真结果可以看出，本申请提供的rc振荡器精度在宽电源电压范围、宽温度变化范围内都可以在0.88％以内，具有较高的精度，且电路实现上简单了许多，当其应用于dc-dc电源芯片中，可有效减少芯片功耗，降低芯片成本。

专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

以上对本发明所提供的一种rc振荡器及dc-dc电源芯片进行了详细介绍。本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。