一种高频宽带压控振荡器的制作方法

本实用新型涉及振荡器技术领域，特别涉及一种高频宽带压控振荡器。

背景技术：

随着无线通信技术的快速发展以及人们对通信需求的不断提高，应用于毫米波的无线通信技术已成为近年来研究的热点。因此，作为无线通信中收发机的核心模块，锁相环频率综合器直接影响着整个系统的性能，而压控振荡器则是锁相环频率综合器的核心电路；

压控振荡器(VCO，voltage-controlled oscillator)是指输出频率与输入控制电压有对应关系的振荡电路。目前，压控振荡器主要有两种实现形式，一种是环形(Ring)压控振荡器，一种是电感电容(LC)压控振荡器。

相位噪声是决定信息传输质量和可靠性的重要参数。因此，VCO的相位噪声己经成为设计中最关心的指标。通常，压控振荡器的噪声源可以分为：器件噪声和外界干扰噪声。其中器件噪声包括热噪声和闪烁噪声，外界干扰噪声包括MOS管的衬底噪声和电源噪声。

压控振荡器的噪声包括三部分：第一部分为谐振回路噪声，第二部分为交叉耦合管的噪声，第三部分为尾电流管的噪声。因此在设计时，要针对这几部分的噪声进行优化和处理。

现有压控振荡器包括：LC谐振模块，由第一电感、第一电容、第二电容组成，用于产生压控振荡器所需振荡频率的振荡信号。负阻电路，采用NMOS差分耦合电路，提供负阻以补偿谐振回路的损耗，以维持振荡。尾电流源电路，采用闪烁噪声较小的PMOS作为尾电流源，提供振荡单元所需的振荡电流。

传统LC压控振荡器，在高频频段上的相位噪声较差，输出幅度较低，远不能满足在毫米波频段上的性能要求。

技术实现要素：

本实用新型的目的是提供一种高频宽带压控振荡器，所要解决的技术问题是：在高频频段上的相位噪声较差，输出幅度较低，远不能满足在毫米波频段上的性能要求。

本实用新型解决上述技术问题的技术方案如下：一种高频宽带压控振荡器，包括：

输入缓冲单元，接入控制电压，将电压信号传输至谐振单元；

谐振单元，用于根据电压信号产生振荡信号，将振荡信号传输至输出缓冲单元；

输出缓冲单元，用于对振荡信号进行缓冲，并输出振荡信号；

负阻单元，用于产生负阻，利用负阻产生的能量补偿谐振单元的损耗；

尾电流源单元，用于产生工作电流，阻止谐振回路中电流的二次谐波分量进入地，抑制偶次谐波附近的噪声，将工作电流通过负阻单元传输至谐振单元。

本实用新型的有益效果是：谐振单元提高了振荡频率，增加了输出幅度，具备更大的工作频率范围；采用输出缓冲单元，将谐振单元与后级电路进行缓冲，减小了相位噪声，同时采用共源放大器结构的缓冲电路具有驱动负载的作用；尾电流源单元采用新型威尔逊电流源，并采用大电容滤波技术，其中共源共栅结构能够有效的增加输出阻抗，提高了电流源的精度，有效降低了偶次谐波噪声,满足在毫米波频段上的性能要求。

在上述技术方案的基础上，本实用新型还可以做如下改进。

进一步，所述输入缓冲单元包括电感L2，所述电感L2的一端接入控制电压，另一端与谐振单元连接。

采用上述进一步方案的有益效果是：抑制输入电流的二次谐波分量进入交流地，防止恶化谐振回路的Q值。

进一步，所述谐振单元包括电感L1、电容C1、电容C2、NMOS管M3和NMOS管M4，所述NMOS管M3的源极和漏极相连，并与所述电感L1的一端连接；所述NMOS管M4的源极和漏极相连，并与所述电感L1的另一端连接；所述NMOS管M3的栅极和NMOS管M4的栅极均与所述电感L2连接；所述电容C1和电容C2串联，所述电容C1和电容C2串联后与所述电感L1并联。

采用上述进一步方案的有益效果是：提高了振荡频率，增加了输出幅度，具备更大的工作范围。

进一步，所述输出缓冲单元包括NMOS管M7、NMOS管M8、电容C3、电容C4、电感L3、电感L4、电阻R1和电阻R2，所述NMOS管M7的漏极经电阻R1与电源VDD连接；所述NMOS管M7的栅极与所述电感L1的一端连接；所述NMOS管M7的源极接地；所述电容C4的两端分别与所述NMOS管M7的漏极和源极连接；所述电感L3的一端与NMOS管M7的漏极连接，另一端与第一输出端连接；

所述NMOS管M8的漏极经电阻R2与电源VDD连接；所述NMOS管M8的栅极与所述电感L1的另一端连接；所述NMOS管M8的源极接地；所述电容C3的两端分别与所述NMOS管M8的漏极和源极连接；电感L4的一端与NMOS管M7的漏极连接，另一端与第二输出端连接。

采用上述进一步方案的有益效果是：输出缓冲单元可以提高振荡电路与后级电路的隔离度，并产生较好的负载驱动。

进一步，所述负阻单元包括PMOS管M1、PMOS管M2、NMOS管M5和NMOS管M6；所述PMOS管M1和PMOS管M2的漏极均与电源VDD连接，所述PMOS管M1的源极与所述PMOS管M2的栅极连接，所述PMOS管M2的源极与所述PMOS管M1的栅极连接，所述PMOS管M1的源极与所述电感L1的一端连接，和所述PMOS管M2的源极分别与所述电感L1的两另一端连接；

所述NMOS管M5和NMOS管M6的源极均与所述尾电流源单元连接，所述NMOS管M5的栅极与所述NMOS管M6的源极连接，所述NMOS管M6的栅极与所述NMOS管M5的源极连接，所述NMOS管M5和NMOS管M6的漏极分别与所述电感L1的两端连接。

采用上述进一步方案的有益效果是：能产生负阻，利用负阻产生的能量补偿谐振单元的损耗，保障谐振单元的震荡信号稳定输出。

进一步，所述尾电流源单元包括NMOS管M9、NMOS管M10、NMOS管M11、NMOS管M12、NMOS管M13、电容C5、电容C6和电感L5，所述NMOS管M9的源极与NMOS管M10的漏极相连，所述NMOS管M9的源极接入电流源I_in；所述NMOS管M9的栅极与所述NMOS管M10的栅极相连，并与NMOS管M11的栅极连接；所述NMOS管M9的漏极、NMOS管M11的栅极、NMOS管M12的栅极和NMOS管M13的栅极均接入偏置电流源I_bias；所述NMOS管M12的漏极与其栅极连接；所述NMOS管M12的源极分别与所述NMOS管M13的源极和NMOS管M11的漏极连接；所述NMOS管M10的源极与所述NMOS管M11的源极均接地；

所述电容C5的一端与所述NMOS管M6的源极连接，另一端接地；所述电容C6的一端与所述NMOS管M13的漏极连接，另一端接地；所述电感L5的一端与所述NMOS管M6的源极连接，另一端与所述NMOS管M13的漏极连接。

采用上述进一步方案的有益效果是：尾电流源单元把二次谐波以上的偶次谐波滤除掉，抑制偶次谐波附近噪声对振荡器相位噪声的影响，降低了尾电流的沟道调制效应，减小了振荡器波形中的高次谐波失真，使振荡器的波形对称性提高。

进一步，所述NMOS管M9、NMOS管M10、NMOS管M11和NMOS管M12的宽长比相同；所述NMOS管M13的宽长比大于所述NMOS管M9的宽长比。

附图说明

图1为本实用新型一种高频宽带压控振荡器的模块框图；

图2为本实用新型一种高频宽带压控振荡器的电路原理图；

图3为本实用新型尾电流源单元的运行原理图；

图4为本实用新型一种高频宽带压控振荡器的振荡波形图；

图5为本实用新型一种高频宽带压控振荡器的压控范围仿真图；

图6为本实用新型一种高频宽带压控振荡器的相位噪声仿真图；

图7为本实用新型一种高频宽带压控振荡器的运作方法的流程图。

附图中，各标号所代表的部件列表如下：

1、输入缓冲单元，2、谐振单元，3、输出缓冲单元，4、负阻单元，5、尾电流源单元。

具体实施方式

以下结合附图对本实用新型的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本实用新型，并非用于限定本实用新型的范围。

如图1和图2所示，一种高频宽带压控振荡器，包括：

输入缓冲单元1，接入控制电压，将电压信号传输至谐振单元2；

谐振单元2，用于根据电压信号产生振荡信号，将振荡信号传输至输出缓冲单元3；

输出缓冲单元3，用于对振荡信号进行缓冲，并输出振荡信号；

负阻单元4，用于产生负阻，利用负阻产生的能量补偿谐振单元2的损耗；

尾电流源单元5，用于产生工作电流，阻止谐振回路中电流的二次谐波分量进入地，同时抑制偶次谐波附近的噪声，将工作电流通过负阻单元4传输至谐振单元2。

上述实施例中，谐振单元2提高了振荡频率，增加了输出幅度，具备更大的工作频率范围；采用输出缓冲单元3，将谐振单元2与后级电路进行缓冲，减小了相位噪声，同时采用共源放大器结构的缓冲电路具有驱动负载的作用；尾电流源单元5采用新型威尔逊电流源，并采用大电容滤波技术，其中共源共栅结构能够有效的增加输出阻抗，提高了电流源的精度，有效降低了偶次谐波噪声。

可作为本实用新型的一个实施例：如图2所示，所述输入缓冲单元1包括电感L2，所述电感L2的一端接入控制电压，另一端与谐振单元2连接。

上述实施例中，所述输入缓冲单元1由电感L2组成，采用压控端电感，可以抑制电流的二次谐波分量进入交流地，从而抑制谐振回路Q值的降低。

可作为本实用新型的一个实施例：如图2所示，所述谐振单元2包括电感L1、电容C1、电容C2、NMOS管M3和NMOS管M4，所述NMOS管M3的源极和漏极相连，并与所述电感L1的一端连接；所述NMOS管M4的源极和漏极相连，并与所述电感L1的另一端连接；所述NMOS管M3的栅极和NMOS管M4的栅极均与所述电感L2连接；所述电容C1和电容C2串联，所述电容C1和电容C2串联后与所述电感L1并联。

上述实施例中，谐振单元2包括电感L1，电容C1、电容C2、NMOS管M3和NMOS管M4，用于产生压控振荡器所需振荡频率的振荡信号；传统电容电感压控振荡器中谐振腔采用单个电感L与电容C并联形成，其谐振频率可表示为：

振荡器的谐振腔采用单个电感L1、固定电容C1和固定电容C2、NMOS管M3和NMOS管M4构成的可变电容并联形成；与传统谐振腔不同的是，采用固定电容并联到谐振腔中，提高了压控振荡器的固有频率；根据传统电路谐振频率表达式，可得本例的谐振频率：

其中，Cf＝C1+C2，C1、C2分别为固定电容C1、固定电容C2的电容值，Cf为固定电容C1和固定电容C2串联后的两端的总电容值；Cm＝Cm1+Cm2，Cm1、Cm2分别为NMOS管M3、NMOS管M4源漏相连后作为可变电容的电容值，Cm为NMOS管M3和NMOS管M4串联后的两端的总电容值。

可作为本实用新型的一个实施例：如图2所示，所述输出缓冲单元3包括NMOS管M7、NMOS管M8、电容C3、电容C4、电感L3、电感L4、电阻R1和电阻R2，所述NMOS管M7的漏极经电阻R1与电源VDD连接；所述NMOS管M7的栅极与所述电感L1的一端连接；所述NMOS管M7的源极接地；所述电容C4的两端分别与所述NMOS管M7的漏极和源极连接；所述电感L3的一端与NMOS管M7的漏极连接，另一端与第一输出端连接；

所述NMOS管M8的漏极经电阻R2与电源VDD连接；所述NMOS管M8的栅极与所述电感L1的另一端连接；所述NMOS管M8的源极接地；所述电容C3的两端分别与所述NMOS管M8的漏极和源极连接；电感L4的一端与NMOS管M7的漏极连接，另一端与第二输出端连接。

上述实施例中，NMOS管M7、NMOS管M8、电容C3、电容C4、电感L3、电感L4、电阻R1和电阻R2构成电阻负载的共源极缓冲电路；其中L3、C4和L4、C3实现50欧姆阻抗匹配；其中MOS管M7、电阻R1、电感L3、电容C4与所述MOS管M8、电阻R2、电感L4、电容C3为对称结构。

可作为本实用新型的一个实施例：如图2所示，所述负阻单元4包括PMOS管M1、PMOS管M2、NMOS管M5和NMOS管M6；所述PMOS管M1和PMOS管M2的漏极均与电源VDD连接，所述PMOS管M1的源极与所述PMOS管M2的栅极连接，所述PMOS管M2的源极与所述PMOS管M1的栅极连接，所述PMOS管M1的源极与所述电感L1的一端连接，和所述PMOS管M2的源极分别与所述电感L1的两另一端连接；

所述NMOS管M5和NMOS管M6的源极均与所述尾电流源单元5连接，所述NMOS管M5的栅极与所述NMOS管M6的源极连接，所述NMOS管M6的栅极与所述NMOS管M5的源极连接，所述NMOS管M5和NMOS管M6的漏极分别与所述电感L1的两端连接。

上述实施例中，PMOS管M1、PMOS管M2的宽长比相同；由PMOS管以及NMOS管交叉耦合差分对组成，所提供的负阻为传统单NMOS的两倍，振荡电路更容易起振，同时输出的波形更加对称。

可作为本实用新型的一个实施例：如图2所示，所述尾电流源单元5包括NMOS管M9、NMOS管M10、NMOS管M11、NMOS管M12、NMOS管M13、电容C5、电容C6和电感L5，所述NMOS管M9的源极与NMOS管M10的漏极相连，所述NMOS管M9的源极接入电流源I_in；所述NMOS管M9的栅极与所述NMOS管M10的栅极相连，并与NMOS管M11的栅极连接；所述NMOS管M9的漏极、NMOS管M11的栅极、NMOS管M12的栅极和NMOS管M13的栅极均接入偏置电流源I_bias；所述NMOS管M12的漏极与其栅极连接；所述NMOS管M12的源极分别与所述NMOS管M13的源极和NMOS管M11的漏极连接；所述NMOS管M10的源极与所述NMOS管M11的源极均接地；

所述电容C5的一端与所述NMOS管M6的源极连接，另一端接地；所述电容C6的一端与所述NMOS管M13的漏极连接，另一端接地；所述电感L5的一端与所述NMOS管M6的源极连接，另一端与所述NMOS管M13的漏极连接。

上述实施例中，尾电流源单元5采用新型威尔逊电流源，其中，NMOS管M9和NMOS管M10组成共源共栅结构，NMOS管M11和NMOS管M13组成源跟随器；其中，共源共栅管能够有效的增加输出阻抗，电流源的精度也有较大的提高。

如图3所示，初始噪声Vn在NMOS管M13的栅极进入，在经过NMOS管M11、NMOS管M13组成的源跟随器后，在NMOS管M13的源极输出噪声为V1，而NMOS管M12为栅漏相接的结构，保证了NMOS管12一直工作在饱和区，起到了一个小信号电阻的作用，在NMOS管M12的栅极形成了噪声V2，再通过共源共栅的NMOS管M9、NMOS管M10时形成了负反馈的噪声V3。

尾电流源单元5在2倍谐振频率出的噪声会通过负阻单元4进入谐振单元2，从而影响振荡器的相位噪声，为了抑制偶次谐波上的噪声，尾电流源单元5上并联一个起低通滤波作用的电容C5，调整合适的电容值，使得低通滤波器的截止频率低于二次谐波频率；通过加入的电容C5，这样会把二次谐波以上的偶次谐波滤除掉，抑制偶次谐波附近噪声对振荡器相位噪声的影响，降低了尾电流的沟道调制效应，减小了振荡器波形中的高次谐波失真，使振荡器的波形对称性提高。

如图4所示，压控振荡器的振荡波形图，该电路在6.7ns附近开始振荡，振幅接近1.2V，表现出较好的起振效果。

如图5所示，压控振荡器的压控范围仿真图，该电路的0-1.8V电压供电下，工作频率覆盖范围为10.7GHz-13.4GHz，调谐范围为22.4％，中心频率为12.05GHz，实现了宽带高频压控振荡器的效果。

如图6所示，压控振荡器的相位噪声仿真图，该电路在1MHz处的相位噪声为-111.9dBc/Hz，满足一般压控振荡器的相位噪声要求。

可作为本实用新型的一个实施例：所述NMOS管M9、NMOS管M10、NMOS管M11和NMOS管M12的宽长比相同；所述NMOS管M13的宽长比大于所述NMOS管M9的宽长比。

如图7所示，一种高频宽带压控振荡器的运作方法，包括以下步骤：

步骤1：输入缓冲单元1接入控制电压，将电压信号传输至谐振单元2；

步骤2：谐振单元2根据电压信号产生振荡信号，将振荡信号传输至输出缓冲单元3；同时负阻单元4利用负阻产生的能量补偿谐振单元2的损耗；尾电流源单元5产生工作电流，阻止谐振回路中电流的二次谐波分量进入地，抑制偶次谐波附近的噪声，将工作电流通过负阻单元4传输至谐振单元2；

步骤3：输出缓冲单元3对振荡信号进行缓冲，并输出振荡信号。

上述实施例中，谐振单元2提高了振荡频率，增加了输出幅度，具备更大的工作频率范围；采用输出缓冲单元3，将谐振单元2与后级电路进行缓冲，减小了相位噪声，同时采用共源放大器结构的缓冲电路具有驱动负载的作用；尾电流源单元5采用新型威尔逊电流源，并采用大电容滤波技术，其中共源共栅结构能够有效的增加输出阻抗，提高了电流源的精度，有效降低了偶次谐波噪声。

可作为本实用新型的一个实施例：如图2所示，所述输入缓冲单元1包括电感L2，所述电感L2的一端接入控制电压，另一端与谐振单元2连接。

上述实施例中，所述输入缓冲单元1由电感L2组成，采用压控端电感，可以抑制电流的二次谐波分量进入交流地，从而抑制谐振回路Q值的降低。

可作为本实用新型的一个实施例：如图2所示，所述谐振单元2包括电感L1、电容C1、电容C2、NMOS管M3和NMOS管M4，所述NMOS管M3的源极和漏极相连，并与所述电感L1的一端连接；所述NMOS管M4的源极和漏极相连，并与所述电感L1的另一端连接；所述NMOS管M3的栅极和NMOS管M4的栅极均与所述电感L2连接；所述电容C1和电容C2串联，所述电容C1和电容C2串联后与所述电感L1并联。

上述实施例中，谐振单元2包括电感L1，电容C1、电容C2、NMOS管M3和NMOS管M4，用于产生压控振荡器所需振荡频率的振荡信号；传统电容电感压控振荡器中谐振腔采用单个电感L与电容C并联形成，其谐振频率可表示为：

振荡器的谐振腔采用单个电感L1、固定电容C1和固定电容C2、NMOS管M3和NMOS管M4构成的可变电容并联形成；与传统谐振腔不同的是，采用固定电容并联到谐振腔中，提高了压控振荡器的固有频率；根据传统电路谐振频率表达式，可得本例的谐振频率：

其中，Cf＝C1+C2，C1、C2分别为固定电容C1、固定电容C2的电容值，Cf为固定电容C1和固定电容C2串联后的两端的总电容值；Cm＝Cm1+Cm2，Cm1、Cm2分别为NMOS管M3、NMOS管M4源漏相连后作为可变电容的电容值，Cm为NMOS管M3和NMOS管M4串联后的两端的总电容值。

可作为本实用新型的一个实施例：如图2所示，所述输出缓冲单元3包括NMOS管M7、NMOS管M8、电容C3、电容C4、电感L3、电感L4、电阻R1和电阻R2，所述NMOS管M7的漏极经电阻R1与电源VDD连接；所述NMOS管M7的栅极与所述电感L1的一端连接；所述NMOS管M7的源极接地；所述电容C4的两端分别与所述NMOS管M7的漏极和源极连接；所述电感L3的一端与NMOS管M7的漏极连接，另一端与第一输出端连接；

所述NMOS管M8的漏极经电阻R2与电源VDD连接；所述NMOS管M8的栅极与所述电感L1的另一端连接；所述NMOS管M8的源极接地；所述电容C3的两端分别与所述NMOS管M8的漏极和源极连接；电感L4的一端与NMOS管M7的漏极连接，另一端与第二输出端连接。

上述实施例中，NMOS管M7、NMOS管M8、电容C3、电容C4、电感L3、电感L4、电阻R1和电阻R2构成电阻负载的共源极缓冲电路；其中L3、C4和L4、C3实现50欧姆阻抗匹配；其中MOS管M7、电阻R1、电感L3、电容C4与所述MOS管M8、电阻R2、电感L4、电容C3为对称结构。

可作为本实用新型的一个实施例：如图2所示，所述负阻单元4包括PMOS管M1、PMOS管M2、NMOS管M5和NMOS管M6；所述PMOS管M1和PMOS管M2的漏极均与电源VDD连接，所述PMOS管M1的源极与所述PMOS管M2的栅极连接，所述PMOS管M2的源极与所述PMOS管M1的栅极连接，所述PMOS管M1的源极与所述电感L1的一端连接，和所述PMOS管M2的源极分别与所述电感L1的两另一端连接；

所述NMOS管M5和NMOS管M6的源极均与所述尾电流源单元5连接，所述NMOS管M5的栅极与所述NMOS管M6的源极连接，所述NMOS管M6的栅极与所述NMOS管M5的源极连接，所述NMOS管M5和NMOS管M6的漏极分别与所述电感L1的两端连接。

上述实施例中，PMOS管M1、PMOS管M2的宽长比相同；由PMOS管以及NMOS管交叉耦合差分对组成，所提供的负阻为传统单NMOS的两倍，振荡电路更容易起振，同时输出的波形更加对称。

可作为本实用新型的一个实施例：如图2所示，所述尾电流源单元5包括NMOS管M9、NMOS管M10、NMOS管M11、NMOS管M12、NMOS管M13、电容C5、电容C6和电感L5，所述NMOS管M9的源极与NMOS管M10的漏极相连，所述NMOS管M9的源极接入电流源I_in；所述NMOS管M9的栅极与所述NMOS管M10的栅极相连，并与NMOS管M11的栅极连接；所述NMOS管M9的漏极、NMOS管M11的栅极、NMOS管M12的栅极和NMOS管M13的栅极均接入偏置电流源I_bias；所述NMOS管M12的漏极与其栅极连接；所述NMOS管M12的源极分别与所述NMOS管M13的源极和NMOS管M11的漏极连接；所述NMOS管M10的源极与所述NMOS管M11的源极均接地；

所述电容C5的一端与所述NMOS管M6的源极连接，另一端接地；所述电容C6的一端与所述NMOS管M13的漏极连接，另一端接地；所述电感L5的一端与所述NMOS管M6的源极连接，另一端与所述NMOS管M13的漏极连接。

上述实施例中，尾电流源单元5采用新型威尔逊电流源，其中，NMOS管M9和NMOS管M10组成共源共栅结构，NMOS管M11和NMOS管M13组成源跟随器；其中，共源共栅管能够有效的增加输出阻抗，电流源的精度也有较大的提高。

如图3所示，初始噪声Vn在NMOS管M13的栅极进入，在经过NMOS管M11、NMOS管M13组成的源跟随器后，在NMOS管M13的源极输出噪声为V1，而NMOS管M12为栅漏相接的结构，保证了NMOS管12一直工作在饱和区，起到了一个小信号电阻的作用，在NMOS管M12的栅极形成了噪声V2，再通过共源共栅的NMOS管M9、NMOS管M10时形成了负反馈的噪声V3。

尾电流源单元5在2倍谐振频率出的噪声会通过负阻单元4进入谐振单元2，从而影响振荡器的相位噪声，为了抑制偶次谐波上的噪声，尾电流源单元5上并联一个起低通滤波作用的电容C5，调整合适的电容值，使得低通滤波器的截止频率低于二次谐波频率；通过加入的电容C5，这样会把二次谐波以上的偶次谐波滤除掉，抑制偶次谐波附近噪声对振荡器相位噪声的影响，降低了尾电流的沟道调制效应，减小了振荡器波形中的高次谐波失真，使振荡器的波形对称性提高。

如图4所示，压控振荡器的振荡波形图，该电路在6.7ns附近开始振荡，振幅接近1.2V，表现出较好的起振效果。

如图5所示，压控振荡器的压控范围仿真图，该电路的0-1.8V电压供电下，工作频率覆盖范围为10.7GHz-13.4GHz，调谐范围为22.4％，中心频率为12.05GHz，实现了宽带高频压控振荡器的效果。

如图6所示，压控振荡器的相位噪声仿真图，该电路在1MHz处的相位噪声为-111.9dBc/Hz，满足一般压控振荡器的相位噪声要求。

可作为本实用新型的一个实施例：所述NMOS管M9、NMOS管M10、NMOS管M11和NMOS管M12的宽长比相同；所述NMOS管M13的宽长比大于所述NMOS管M9的宽长比。

以上所述仅为本实用新型的较佳实施例，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。