用于高效和宽带无线电传输器的三相调制的制作方法

本发明总体上涉及无线电传输器，并且具体涉及利用开关模式功率放大器的无线电传输器。

背景技术：

在无线电传输器中，传输信号(即正在传输的信号)在射频功率放大器(pa)中被放大，该功率放大器将传输信号放大到适合于通过空中接口传输到无线电接收器的水平。尽管传统的线性功率放大器先前已经在大多数系统中提供了有效的操作，但是采用较宽的调制带宽、较复杂的调制方案和波形以及大规模天线系统的新兴5g系统通常需要使用具有高峰均功率比(papr)的传输信号，这导致传统的线性功率放大器(pa)的功率效率低。通过利用高效但非线性的开关模式功率放大器(sm-pa)，可以提高传输器链的效率。

高效的极化和异相传输器固有地利用恒定包络调相信号，因此能够采用sm-pa。极化传输器可以通过调制sm-pa的电源电压以生成幅度调制来实现非常高的效率。然而，由于电源调制器的带宽有限，因此所实现的信号带宽也受到限制。另一方面，异相传输器通过利用两个恒定包络信号之间的相位偏移来生成幅度调制。因此，异相将带宽需求移至相位调制器，从而有可能实现较宽的信号带宽。然而，利用开关或d类sm-pa的宽带异相传输器的效率在功率回退方面迅速下降，因此导致高papr信号的效率较差。尽管已经表明了多水平异相操作会导致额外的失真，但已经提出了多水平异相作为提高功率回退中传输器异相效率的解决方案。

总之，需要一种基于sm-pa的功率放大方案和传输器架构，其将提供高效率并且实现宽带宽操作，而不会明显失真或降低具有高papr的传输信号。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种用于对具有高峰均功率比的传输信号进行功率放大的改进的解决方案。

根据本发明的一方面，提供了一种如权利要求1所述的方法。

根据本发明的另一方面，提供了一种如权利要求16所述的装置。

根据本发明的另一方面，提供了一种如权利要求19所述的装置。

根据本发明的另一方面，提供了一种如权利要求20所述的计算机程序产品。

根据本发明的另一方面，提供了一种如权利要求21所述的装置。

根据本发明的另一方面，提供了一种如权利要求22所述的装置。

在从属权利要求中定义了本发明的优选实施例。

附图说明

在下文中，将参考实施例和附图更详细地描述本发明，在附图中：

图1示出了异相传输器的框图；

图2示出了多水平异相传输器的框图；

图3示出了根据本发明实施例的三相的原理；

图4示出了在幅度水平转变附近的多水平异相方法和三相异相方法的时域比较；

图5示出了针对多水平异相和三相方法，信号包络幅度作为异相角的函数；

图6示出了根据本发明实施例的方法的流程图；

图7示出了根据本发明实施例的方法的流程图；

图8示出了根据本发明实施例的三相传输器的框图；

图9示出了根据本发明实施例的方法的流程图；

图10示出了根据本发明实施例的方法的流程图；以及

图11示出了在多水平异相传输器和三相传输器之间的线性性能比较的示例。

具体实施方式

为了提供本发明的实施例的背景，图1示出了根据现有技术的异相传输器。所示的异相传输器100包括同相信号源和正交信号源101、102、连接到所述信号源101、102的两个上采样和低通滤波单元103、104、信号分量分离器单元105、两个相位调制器106、107、两个功率放大器108、109、组合器110和天线111。

调制源101、102提供传输信号的同相(i)分量和正交(q)分量，该传输信号包括要从无线电传输器传输到无线电接收器的信息符号。传输信号可以是数字形式，并且可以是经幅度调制的和经相位调制的。传输信号还可以具有相对高的峰均功率比，因此有必要使用开关模式功率放大器才能实现高效率。然后，将传输信号的i分量和q分量馈送到上采样和低通滤波单元103、104，并且从上采样和低通滤波单元103、104馈送到信号分量分离器单元105。信号分量分离器单元105基于传输信号的i分量和q分量来生成极化角(极性相位分量)和异相角。相位调制器106、107生成两个恒定包络信号，并且利用极化角和正异相角调制所述恒定包络信号中的一个恒定包络信号的相位，并且利用极化角和负异相角调制另一恒定包络信号的相位，该负异相角与正异相角的绝对值相等。极化角和异相角的值可以由信号分量分离器105基于传输信号来确定并且提供给相位调制器106、107。两个经相位调制的信号由具有基本相等的增益的功率放大器108、109(优选地开关模式功率放大器)放大。最后，两个经功率放大的相位调制的异相信号由组合器110组合，以为天线111提供传输信号。

图1和图2所示的根据现有技术的传输器以及根据本发明的实施例的传输器都被配置为主要利用开关模式功率放大器。与传统的线性功率放大器不同，开关模式功率放大器是非线性设备，其在完全导通和非导通状态之间切换，在高耗散转变中花费很少的时间。结果，开关模式功率放大器比传统的线性功率放大器效率高得多，在传统的线性功率放大器中，相当一部分的输入功率不可避免地会损失。然而，由于开关模式功率放大器的非线性性质，它们只能与恒定包络信号一起使用，而不会引起信号失真。因此，许多传统的传输器架构无法支持开关模式功率放大器，并且需要特殊的传输器架构以最佳地利用开关模式功率放大器提供的高效率(理想情况下为100％)。在此和下面的开关模式功率放大器可以是d类、e类、f类或反f类(f-1类)。

由于传输器利用了异相的概念，图1的传输器可以利用开关模式功率放大器以高效率提供宽带宽操作。由于该概念在本发明的实施例中也部分地起作用，因此将在此详细描述该概念。归一化的经幅度调制和相位调制信号v(t)(也如图1所示)可以以极化形式写为：

v(t)＝r(t)cos(ωct+φ(t))，r(t)∈[0，1]，

其中ωc是角载波频率，并且r(t)和φ(t)分别对应于复基带数据信号的归一化包络和相位。在异相中，v(t)分为两个恒定包络异相信号s1(t)和s2(t)为：

v(t)＝(s1(t)+s2(t))/2，

s1(t)＝cos(ωct+φ(t)+θ(t))，

s2(t)＝cos(ωct+φ(t)-θ(t))，

其中异相信号s1(t)和s2(t)的相位由极化角φ(t)和正/负异相角θ(t)调制。可以使用公知的三角恒等式将组合信号v(t)重写为

v(t)＝(s1(t)+s2(t))/2＝cos(θ(t))cos(ωct+φ(t))。

该等式揭示了异相的基本性质，即组合的异相信号的幅度由异相角调制。换言之，原始信号的幅度可以通过调制两个异相信号的相位(具体地，异相角)而被调制。从先前的等式可以看出，当异相信号为同相时，获得v(t)的最大包络幅度，而当异相信号为反相时，获得v(t)的最小包络幅度。

参考图1，s1(t)由第一相位调制器106提供，并且s2(t)由第二相位调制器107提供，同时组合器110将两个异相信号相加在一起，以为天线111提供经幅度调制和相位调制信号。显然，在图1的传输器中，异相信号可以具有任何(包络)幅度，即它们可以不被归一化，并且它们可以在组合器110之前由功率放大器108、109进行功率放大，但是只要两个异相信号具有基本相等的包络幅度，并且两个功率放大器的增益基本相等，就适用先前段落中所述的基本异相原理。在这种情况下，所得的经幅度调制和相位调制信号可以写为：

v(t)＝av(s1(t)+s2(t))/2,

其中av是功率放大器108、109的放大因子(增益)。

由于在异相传输器中，带宽需求主要取决于相位调制器，因此与利用在其中幅度被直接调制且带宽受到电源调制器的带宽的限制的高效极化传输器相比，利用异相传输器可以实现较宽的带宽。然而，已经表明了利用d类sm-pa的宽带异相传输器的效率在功率回退中迅速下降，从而导致高papr信号的效率较差。为了克服该问题，已经提出了如图2中所示的多水平异相传输器。

参考图2，元件201、202、203、204的操作可以类似于图1的异相传输器中的元件101、102、103、104的操作。然而，除了为相位调制器206、207提供恒定包络信号、极化角和异相角之外，信号分量分离器205向两个或更多功率放大器208、209提供从两个或更多预定义的离散幅度水平中选择的离散幅度水平。两个或更多离散幅度水平中的每个离散幅度水平可以对应于两个或更多功率放大器208、209中活动的一个或多个功率放大器。两个或更多功率放大器208、209可以具有相等或不同的增益。通过选择不同的离散幅度水平，不同的功率放大器208、209(还有不同数目的功率放大器208、209)可以被选择用于对相位调制器206、207的输出信号进行功率放大并且引起不同的经功率放大的传输信号幅度水平。在一些情况下，两个或更多功率放大器208、209可以全部具有相等的增益，使得仅活动的功率放大器208、209的数目确定离散幅度水平。备选地或另外地，两个或更多功率放大器208、209的增益可以通过改变两个或更多功率放大器208、209的电源电压来更改。在一些情况下，单个可调谐功率放大器或若干可调谐功率放大器可以被用于代替功率放大器208、209。经功率放大的传输信号的幅度可以根据如先前段落中所述的异相原理通过调谐异相角来进一步调谐，该异相角影响经功率放大的传输信号的幅度。

多水平异相可以由以下等式描述

其中amo(t)描述预定义的离散幅度水平。假设等间距的幅度水平高达整数水平amax，amo(t)和异相角θmo(t)可以分别计算为：

amo＝ceiling(r(t)amax)，

其中上限函数被用于定义离散幅度水平。

应当理解，尽管在上述等式中证明了异相原理，所有信号(即s1(t)、s2(t)和v(t))都是正弦信号，但是异相也可以与一些其他信号类型一起使用，特别是与方波信号一起使用，尽管这可能导致纯正弦信号不存在的潜在问题。可以基于任何方波都可以被分解为正弦波之和的事实来理解这一点。方波异相信号的傅立叶级数表示可以写为：

在这种情况下，所得的经幅度调制和相位调制的方波信号可以写为：

vsq(t)＝(ssq，1(t)+ssq，2(t))/2

此外，可以表明，vsq(t)的n次谐波的幅度与以下成比例：

a(t，n)～cos(nθ(t))。

换言之，尽管不同的谐波受不同地影响导致信号失真，但是在这种情况下，也可以使用异相角θ(t)来调制传输信号的幅度。

与先前段落相似，也可以表明，当在多水平异相的情况下使用方波时，n次谐波的幅度可以表示为

例如，如果发生幅度水平转变，使得离散幅度水平amo(r)从a0变为a0+1，这也会引起异相角的变化，即从0变为θ2(≠0)。由于当θmo(r)＝o时，针对方波的所有谐波，上述等式中的余弦项等于1，但是当θmo(r)＝θ2时，针对不同的谐波，余弦项具有不同的值，因此方波时域波形由于幅度水平转变而改变。由于异相角θmo(r)的跃变，谐波波形的不连续性可能在转变点出现。结果，谐波在频率域中跨频谱扩展，并且限制了传输器的相邻信道泄漏率(aclr)。

除了前述问题之外，窄脉冲可能出现在异相信号s1(t)和s2(t)中，尤其是在使用方波信号时，在转变点，因为在多水平异相传输器中异相角在采样周期边界内突然变化。由于这些脉冲可能无法由功率放大器再现，因此这可能会导致脉冲吞没(ps)。尽管上述问题可以通过使用数字内插相位调制器(dipm)来部分地克服，但上述问题在采样和保持相位调制器(sh-pm)中仍然比较突出。顾名思义，dipm是相位调制器，其在执行相位调制时内插输入信号的相位，例如，在相位的两个样本之间执行线性内插。除了消除窄脉冲之外，它们还具有以下额外的好处：相位信号的采样图像被sinc²响应所抑制，而不是像sh-pm中的sinc响应，从而改善了aclr。

虽然异相角的变化不会引起在具有dipm的多水平异相传输器中生成窄脉冲，但是在打开和关闭功率放大器时仍可能生成窄脉冲。此外，dipm中的相位内插和多水平异相中的幅度水平转变的组合可能会引起信号失真高达一个离散幅度水平。

为了克服与多水平异相有关的信号劣化问题，需要一种新型的多水平方案和采用这种方案的新的多水平传输器。根据本发明实施例的解决方案是所谓的三相方法。在下文中，描述了三相的原理和用于实现所述原理的方法，该方法用于提供功率放大而没有先前解决方案中固有的信号劣化问题，而其后描述了实现所述方法的三相传输器。

在根据本发明的实施例的三相方法中，代替在异相或多水平异相中使用两个信号分量，而是采用三个信号分量以便实现连续幅度水平转变。该组合如图3中所示。同样如图3所示，三相中归一化的经相位调制和幅度调制的传输信号v(t)304的信号组成定义如下：

s0(t)＝cos(ωct+φ(t))，

s1(t)＝cos(ωct+φ(t)+θ(t))，

s2(t)＝cos(ωct+φ(t)-θ(t))，

其中s0(t)是极化调制器(或极化信号)，s1(t)和s2(t)是如传统异相中所定义的异相信号，并且离散幅度水平atp(t)和异相角θtp(t)可以被定义为：

atp(t)＝amo(t)-1，

θtp(t)＝arccos(r(t)amax-atp(t))，

其中amo(t)类似于多水平异相被定义，也即，这样描述三相的离散幅度水平的atp(t)被定义为非负整数，具有值范围从0到amax(t)-1。信号301、302、303分别对应于极化调制器和根据上述v(t)的等式加权的异相信号。从上面的信号组成并且从图3可以看出，尽管不是两者的简单组合，但三相方法从基本异相(异相信号s1(t)和s2(t))和多水平异相(多个离散功率水平)方法获取元素。在三相中，具有由atp(t)定义的离散幅度水平的极化调制器s0(t)负责包络r(t)的粗略幅度分辨率，而异相调制器s1(t)和s2(t)实现离散幅度水平之间的精细幅度分辨率。可以类似于多水平异相来选择离散幅度水平atp(t)，即通过从两个或更多功率放大器的集合中选择一个或多个功率放大器来放大极化信号。在一些实施例中，选择零功率放大器，即，不提供功率放大也可以是一个选项。备选地，一个或多个功率放大器的增益可以通过改变它们的电源电压而被更改。虽然在个体异相信号被组合到多水平异相中之前，根据离散幅度水平对它们进行幅度调制，但是在三相中，异相和幅度调制是对同一传输信号进行的并行过程。这些过程的结果信号被组合以提供三相信号(或传输器的经功率放大的传输信号)。

如前所述，虽然多水平异相中的幅度水平转变导致方波的谐波的不连续，但是由于信号s0(t)的相位不受幅度水平转变影响，因此可以使三相中的幅度水平转变连续。幅度水平转变仅影响异相调制器信号s1(t)和s2(t)，其补偿幅度水平atp(t)中的变化。此外，在三相中，在每个幅度水平转变时，异相角θtp(t)在0和π/2之间瞬时移位。这些因素的结果是，幅度水平转变在时域波形中是不可见的。

通过考虑幅度，可以很容易地理解三相中方波的谐波的连续性，三相方法的输出信号中方波的n次谐波表示为：

现在，如果幅度水平atp(r)最初等于a0且异相角为0，则n次谐波的幅度等于

如果幅度水平从a0变为a0+1，则异相角从0变为π/2，并且n次谐波的幅度等于

换言之，方波的每个谐波的幅度在幅度水平转变的两侧相等，即，谐波在幅度水平转变处是连续的。

通过使用三相方法，也可以避免与先前描述的多水平异相有关的其他问题，即在利用dipm在幅度水平转变附近生成窄脉冲和内插误差。通过使幅度水平转变与经相位调制的信号同步，可以避免在幅度水平转变期间生成窄脉冲，使得它们的转变总是以相同的相位偏移发生。在三相中，幅度水平转变不影响极化调制器信号s0(t)的相位。因此，当极化调制器改变其极性时，幅度水平转变可以同时执行。这样的效果是，极化调制器不生成窄脉冲，因为到下一个转变的平均延迟是载波周期的一半。另一方面，在幅度水平转变期间利用dipm的不正确内插在三相方法中被固有地纠正，因为当幅度水平转变出现时总是执行异相调制器s1(t)和s2(t)中的瞬时π/2相位跃变。利用dipm，可以精确了解极化调制器具有零交叉的时刻，其又定义了异相调制器中的幅度水平转变和相移。瞬时相位跃变的结果是，在幅度水平转变期间，一个异相调制器生成一个与载波周期的大约四分之一成比例的脉冲宽度。应当理解，这种具有载波周期的四分之一的宽度的脉冲不被认为是窄脉冲，因此不被功率放大器吞没。

图4示出了利用dipm的三相方法的输出方波信号在幅度水平转变附近的时域行为，以及利用sh-pm的多水平异相方法的对应输出方波。信号s0(t)、s1(t)和s2(t)还单独被示出，表明在虚线处的幅度水平转变之前，异相调制器同相，在转变之后它们异相。所有示出的信号都是归一化信号。

图5示出了与多水平异相相比，三相方法的另一有益性质，即在异相角范围内缺乏冗余。如图5(a)所示，在多水平异相中，除了最低幅度水平之外，某些异相角范围是冗余的。与之相对照，如图5(b)所示，因为在所有水平处都使用了整个异相角范围，所以在三相方法中不存在这种冗余。冗余的缺乏有效地提高了输出幅度分辨率。

在图6中示出了根据本发明实施例的用于根据三相原理实现传输信号的功率放大的方法。该方法可以由传输器执行。例如，该方法可以由图8所示的传输器执行，并且将在后面详细描述。

参考图6，在框601中，传输器获得具有相位和幅度调制的传输信号。基于传输信号，在框602中，通过利用两个或更多第一放大因子中的一个第一放大因子对第一恒定包络信号进行功率放大，传输器生成经功率放大的极化信号，以用于近似经功率放大的传输信号。同样基于传输信号，在框603中，传输器生成第一功率放大的异相信号和第二功率放大的异相信号的异相对。最终，在框604中，传输器组合经功率放大的极化信号、第一功率放大的异相信号和第二功率放大的异相信号，以提供经功率放大的传输信号。

图7示出了根据本发明的另一实施例的用于实现传输信号的功率放大的另一方法。该方法也可以由传输器并且具体地由图8中示出的传输器来执行。

参考图7，在框701中，传输器获得具有相位和幅度调制的传输信号，该传输信号将在传输之前被功率放大。该传输信号可以包括同相分量和正交分量，并且可以是数字形式。该传输信号还可能具有相对高的峰均功率比，因此有必要使用开关模式功率放大器才能实现高效率。在框702中，传输器利用极化角调制第一恒定包络信号的相位以提供极化信号。极化信号可以对应于极化调制器s0(t)。然后，在框703中，传输器利用极化角和异相角来调制第二恒定包络信号的相位以提供第一异相信号，并且在框704中，利用极化角和异相角的负值来调制第三恒定包络信号的相位以提供第二异相信号。第一异相信号和第二相信号可以分别对应于s1(t)和s2(t)。第一恒定包络信号、第二恒定包络信号和第三恒定包络信号在幅度和相位方面可以基本相等。在框705中，传输器利用两个或更多第一放大因子中的一个第一放大因子对极化信号进行功率放大，两个或更多第一放大因子中的所述一个第一放大因子基于传输信号的幅度而被选择，以用于利用经功率放大的极化信号来近似经功率放大的传输信号。两个或更多第一放大因子可以对应于传输信号的两个或更多预定义幅度水平，该传输信号的该两个或更对预定义幅度水平对应于经功率放大的传输信号的两个或更多预定义幅度水平，并且两个或更多第一放大因子中的所述一个第一放大因子可以被选择为使得传输信号的对应的预定义幅度水平近似于传输信号的幅度。该近似可以基于将上限函数应用于传输信号。每个第一放大因子可以利用具有不同增益并且可能具有其他不同性质的不同的第一开关模式功率放大器来实现。备选地，每个第一放大因子可以利用具有完全或部分相等或不同的增益的一个或多个第一开关模式功率放大器的组合来实现。在一个实施例中，两个或更多第一放大因子通过挑选不同数目的具有相等增益的开关模式功率放大器同时为活动的来实现。在框706中，传输器利用第二放大因子对第一异相信号和第二异相信号中的每个异相信号进行功率放大。第二放大因子可以被定义，使得组合的经功率放大的异相信号的幅度总是等于或小于经功率放大的传输信号的任何两个相邻的预定义幅度水平之间的间隔。第二放大因子可以利用第二开关模式功率放大器和第三开关模式功率放大器来实现，该第二开关模式功率放大器和第三开关模式功率放大器用于放大第一异相信号和第二异相信号。第二开关模式功率放大器和第三开关模式功率放大器可以是相同类型的功率放大器，或者它们可以是具有基本相等的增益的不同类型的功率放大器。在框707中，传输器组合经功率放大的第一异相信号、经功率放大的第二异相信号和经功率放大的极化信号，以为一个或多个天线提供经功率放大的传输信号，其中经功率放大的传输信号的幅度由异相角调制。经功率放大的第一异相信号和第二异相信号以及经功率放大的极化信号被组合的顺序可以是任意的。

在一个实施例中，异相角被选择，使得第一异相信号和第二异相信号的组合的幅度等于传输信号的幅度与传输信号的预定义幅度水平之间的差，该传输信号的预定义幅度水平近似于传输信号的幅度并且对应于两个或更多第一放大因子中的所述一个第一放大因子。这样的选择实现在经功率放大的传输信号中的预定义幅度水平之间的精细的幅度分辨率。

在另一实施例中，第一放大因子和第二放大因子已经被挑选为使得经功率放大的传输信号当被归一化时根据三相信号组成的定义而对应于归一化的经相位调制和幅度调制的传输信号v(t)，即：

s0(t)＝cos(ωct+φ(t))，

s1(t)＝cos(ωct+φ(t)+θ(t))，

s2(t)＝cos(ωct+φ(t)-θ(t))，

atp(t)＝amo(t)-1，

θtp(t)＝arccos(r(t)amax-atp(t)

在一些实施例中，信号s0(t)，s1(t)和s2(t)可以是由正弦信号、方波信号、三角信号、锯齿信号或其他非正弦周期信号之和形成的任何信号，而不是如上所述的正弦信号。

图8示出了用于实现上述三相信号组成并且执行图6和/或图7中所示的方法的三相架构。

参考图8，i调制源和q调制源801、802、上采样和低通滤波单元803、804以及(多个)天线813可以分别类似于如关于图1描述的元件101、102、103、104、111。类似于图1和图2，传输信号的i分量和q分量可以被馈送到上采样和低通滤波单元803、804，并从上采样和低通滤波单元803、804馈送到信号分量分离器单元805。

为了执行根据三相方法的信号处理，与图1和图2的现有技术解决方案相比，信号分量分离器805需要被修改。信号分量分离器805可以向每个相位调制器806、808、810提供相位信号ρ[n]，该相位信号ρ[n]包括用于定义载波频率的α、极化角φ[n]和异相角θ[n]。载波频率可以是射频。在一些实施例中，异相角可以仅被提供给负责异相的相位调制器808、810。信号分量分离器还可以为用于选择预定义幅度水平的两个或更多功率放大器807提供幅度水平atp[n]，并且向同步部件814提供幅度水平atp[n]，该同步部件814可以是例如先进先出缓冲器。信号分量分离器805可以比在多水平异相中提前一个采样周期提供关于即将到来的幅度转变的信息，以便实现连续幅度水平转变。

元件806、807、814用于创建经功率放大的极化信号，该经功率放大的极化信号可以提供具有对应于两个或更多预定义幅度水平中的一个的幅度的经功率放大的传输信号的粗略近似。为了提供对所述元件的操作的简化描述，相位调制器806可以利用相移φ(t)来生成极化调制器信号s0(t)，该极化调制器信号可以利用两个或更多功率放大器807(优选地为开关模式功率放大器)中的一个来放大，并且馈送到组合器812。可以基于由信号分量分离器805提供的离散幅度水平atp来选择要用于放大的功率放大器。

元件808、809、810、811被用于实现异相，即，用于生成异相信号对，该异相信号对负责精细调谐经功率放大的传输信号的幅度。类似于图1的异相传输器，相位调制器808、810可以利用相移φ(t)+θ(t)和φ(t)-θ(t)来生成两个异相信号s1(t)和s2(t)，并且功率放大器809、811(优选地为开关模式功率放大器)可以以相等或至少基本相等的增益来放大所述两个异相。此后，经功率放大的异相被馈送到组合器812，在该组合器812中，异相信号彼此组合并且与经功率放大的极化信号组合，以提供经功率放大的传输信号。在一些实施例中，两个组合器可以被布置，使得利用第一组合器组合异相信号，并且利用第二组合器将经组合的异相信号与极化信号相组合。调制异相角可以使得能够在经由两个或更多功率放大器807定义的预定义幅度水平之间调谐传输信号的幅度。

为了实现如图4所示的连续幅度水平转变，不仅需要对信号分量分离器805进行特殊配置，而且还需要对相位调制器806、808、810进行特殊配置。在实现连续幅度水平转变的本发明的实施例中，相位调制器806、808、810是数字内插相位调制器(dipm)，或者某些相位调制器806、808、810是数字内插相位调制器。dipm可以被配置为在相位的两个样本之间执行单个线性内插。图8的插图示出了dipm的简化示例性框图，其中求解器solv0854、solv1853、solv2852和solvn851控制个体数字时间转变器(dtc)858、857、856、855，其生成准确地延迟的脉冲，这些脉冲被组合并且用于利用元件859切换t触发器，以便重建经相位调制的信号。

虽然图8的插图中所示的dipm的简化通用框图也适用于图8的三相传输器，但是可能需要针对所示的三相传输器架构的需求来专门配置dipm求解器dsp(数字信号处理器)。具体地，dipm求解器dsp可以被配置为执行图9所示的方法。当在框901中检测到由atp[n]中的改变所定义的即将到来的幅度水平转变时，dipm806可以被配置为在框902中首先求解最佳极化调制器(极化信号)零交叉。然后，在框903中，可以例如通过利用对上升和下降转变敏感的先进先出(fifo)缓冲器814，从所求解的极化调制器零交叉中获取极化调制器转变到atp[n]的幅度数据之间的同步。fifo缓冲器是最先处理最早条目的数据缓冲器。dipm806可以被配置为向fifo缓冲器814和/或信号分量分离器805提供关于极化调制器的零交叉的信息。信号分量分离器805可以被配置为利用每个采样周期处的转变的数目和幅度值至少将atp[n]数据驱动到fifo缓冲器814，并且在极化调制器转变处获取。零交叉还可以用作异相调制器808、810的参考，以执行瞬时π/2相位跃变。应当理解，本发明的实施例不限于使用fifo缓冲器作为同步部件814。可以使用用于实现极化调制器转变和幅度数据之间的同步的任何部件。

如前所述，负责极化调制器的dipm806可以被配置为计算极化调制器的零交叉。dipm806可以利用每样本的单个内插来估计零交叉。如果存在若干交叉，位于最接近采样周期中间的交叉被挑选以用作幅度水平转变的参考相位。当零交叉接近周期的中间时，包络内插可以在两个内插阶段之间得到平衡，这将在以下段落中进行描述。dipm806中生成的载波频率越低，零交叉变得越不常见。因此，可能存在离散幅度水平应当改变但极化调制器在该时间段期间没有任何零交叉的情况。为了处理这样的事件，dipm806和/或信号分量分离器805可以被配置为将幅度水平转变延迟到下面的周期，并且保持等待下一个零交叉出现在下一周期。除了延迟幅度水平转变之外，还可以将异相角设置为边界值，从而以最小或最大幅度等待幅度水平转变。

除了前述的dipm配置以产生零交叉计算之外，dipm808、810还可以被配置为以不同的方式在幅度水平转变附近执行内插，以产生异相角中的π/2跃变，如图10所示。具体地，当检测到零交叉时，在框1001中，异相dipm808、810可以以两种不同方式在两个阶段中执行内插。相位跃变之前和之后的两个异相信号的相位值取决于幅度水平转变的方向，并且等于极化调制器(即极化信号)或具有±π/2相位偏移(也即，与极化调制器相比，一个异相信号具有+π/2相位偏移，而另一异相信号具有-π/2相位偏移)。如果在框1002中检测到增加幅度水平，则异相信号的相位可以在框1003中被内插为刚好在转变之前与极化调制器同相，从而提供最大幅度，以及在转变之后进行移位以彼此异相(反相)并且与极化调制器存在±π/2相位偏移，从而提供零幅度。相反地，当在框1002中检测到幅度水平减小时，异相信号可以在框1004中被内插为刚好在转变之前进行移位以彼此异相并且与极化调制器存在±π/2相位偏移，以及在转变之后与极化调制器同相。由于硬件限制，如图8的插图所示，dipm806、808、810内的n个dtc855、856、857、858中的每个dtc每采样周期只能处理单个符号切换事件。这种限制有时可能导致事件被丢弃的情况，并且调制器的相位可能会移位等于π的偏移量。因此，应当以适当检测和处理这些事件的方式来实现dipm求解器dsp。例如，第二事件(即，将被丢弃的事件)可以被传送到随后的dtc的第一值。

与现有技术相比，特别是与多水平异相方法相比，图3、图6和图7中所示的三相方法和图8中所示的三相传输器提供了多个显著的益处。具体而言，三相传输器架构可以实现：

·宽信号带宽(>100mhz聚合lte)

·高线性度：aclr(<-50dbc)

·数字可控载波频率，无需额外的lo电路系统，高达数字信号采样率(如果可以容忍某些线性度劣化，甚至更高)，以及

·由于使用了开关模式pa和多水平操作，因此高效率。

三相方法可以提供多水平异相的效率，同时实现异相的线性度。

因此，三相是非常可扩展的。

图11示出了通过三相方法提供的传输器的线性度的改善的一个示例。图11示出了在2.46ghz中心频率处使用具有采样保持相位调制器的多水平异相方法(具有/不具有脉冲吞没)和使用利用dipm的三相方法的100mhz信号的频谱。显然，利用三相方法可以大大改善线性度。通过使用三相方法，aclr也得到了显著改善，特别是与考虑到脉冲吞没的情况相比。

根据本发明的实施例，三相传输器可以被用于低射频基站中，潜在地需要良好的aclr、宽信号带宽并且受益于良好的整体传输器效率。在一些实施例中，三相传输器可以被用作毫米波应用的if传输器。由于根据本发明实施例的三相是非常数字密集型的并且可以利用开关模式pa的事实，因此它也是非常可扩展的，因此(dsp和调制器的)低功率版本可用于为用户设备供电，而较多线性变体可用于基站中。

本发明的实施例可以在包括处理单元的无线电传输器中实现，该处理单元被配置为对要从无线电传输器传输的信号执行基带信号处理操作。处理单元可以由专用集成电路(asic)或由合适的软件配置的数字信号处理器来实现。处理单元可以被配置为至少执行图6和/或图7和/或图9和/或图10的流程图中所示或结合图8所描述的一些步骤。图6和/或图7和/或图9和/或图10的流程图中所示或结合图8所描述的一些或全部步骤可以由专用硬件组件执行。实施例可以被实现为计算机程序，该计算机程序包括指令，该指令用于执行用于对传输信号进行功率放大的计算机过程。

计算机程序可以存储在计算机或处理器可读的计算机程序分发介质上。计算机程序介质可以是例如但不限于电、磁、光、红外或半导体系统、设备或传输介质。该计算机程序介质可以包括以下介质中的至少一项：计算机可读介质、程序存储介质、记录介质、计算机可读存储器、随机存取存储器、可擦除可编程只读存储器、计算机可读软件分发包、计算机可读信号、计算机可读电信信号、计算机可读印刷品、和计算机可读压缩软件包。

即使以上已经参考根据附图的示例描述了本发明，但是显然本发明不限于此，而是可以在所附权利要求的范围内以若干方式对其进行修改。因此，所有的词语和表达都应该被广义地解释，并且它们旨在说明而不是限制实施例。对于本领域技术人员而言明显的是，随着技术的进步，本发明构思可以以各种方式来实现。此外，对于本领域技术人员而言清楚的是，所描述的实施例可以但不必须以各种方式与其他实施例组合。