本发明是关于电路技术领域，特别涉及具有滤波器的叠接级的ab类放大器，用于提高非线性。
背景技术：
静态ab类放大器由于其良好的驱动负载的效率而广泛的应用在滤波器设计中。然而，静态ab类放大器通常具有位于输出级之前的级，以将适当的dc电平设置到输出级，并且因为跨导(transconductance)和这级的输出电阻随着信号摆动而变化，跨导和输出电阻的变化会产生失真。该失真在高频时不能被环路增益抑制，这意味着ab类放大器的线性度主要受该级的失真/非线性的影响。另外，由于三阶互调失真(third-orderintermodulationdistortion，im3)在联邦通信委员会(federalcommunicationscommission，fcc)规范中具有严格的要求，为了满足fcc要求，改善ab类放大器的失真/非线性是重要的。
技术实现要素：
本发明的目的是提供一种ab类放大器，该ab类放大器能减少失真，以解决上述问题。
本发明实施例提供一种ab类放大器，其包括：叠接级，具有滤波器，所述叠接级用于接收输入信号，以产生第一驱动信号和第二驱动信号；其中所述滤波器对所述输入信号滤波，以产生滤波的输入信号，并且所述第一驱动信号和所述第二驱动信号中至少一个是根据所述滤波的输入信号产生的；以及输出级，耦接到所述叠接级，用于根据所述第一驱动信号和所述第二驱动信号，产生输出信号。
本发明实施例提供另一种ab类放大器，其包括：输入级，用于接收输入信号，以产生放大的输入信号；具有滤波器的叠接级，与所述输入级耦接，所述叠接级用于接收放大的输入信号，以产生第一驱动信号和第二驱动信号；其中所述滤波器对所述放大的输入信号滤波，以产生滤波的输入信号，并且所述第一驱动信号和所述第二驱动信号中至少一个是根据所述滤波的输入信号产生的；以及输出级，耦接到具有滤波器的所述叠接级，用于根据所述第一驱动信号和所述第二驱动信号，产生输出信号。
本发明实施例提供的ab类放大器通过具有滤波器的叠接级，产生滤波的输入信号，使得ab类放大器的至少一个驱动信号是根据滤波的输入信号产生的，能够改善ab类放大器的失真/非线性。
结合附图阅读以下对本发明实施例的详细描述，本发明的许多目的，特征和优点将变得显而易见。然而，这里使用的附图是为了描述的目的，不应被认为是限制性的。
附图说明
在阅读以下详细描述和附图之后，本发明的上述目的和优点对于本领域普通技术人员来说将变得更加显而易见，其中：
图1是本发明一实施例提供的ab类放大器的示意图；
图2是本发明一实施例提供的叠接级(cascode)的示意图；
图3是本发明另一实施例提供的叠接级(cascode)的示意图；
图4是本发明另一实施例提供的叠接级(cascode)的示意图；
图5是本发明另一实施例提供的ab类放大器的示意图；
图6是本发明另一实施例提供的ab类放大器的示意图。
具体实施方式
具体实施方式所使用的特定术语指特定的元件。本领域技术人员应当理解的是，生产商可以对一元件使用不同的名字。本申请不以元件采用不同名字来区分元件，而是以元件功能的不同来区分元件。在如下具体实施方式以及权利要求中，术语“包含”以及“包括”是一开放式限定，应该被理解成“包括但不限于”。术语“耦接”应该被理解为直接或者间接的电连接。相应的，如果一个装置被耦接到另一个装置，该耦接可以是一直接的电连接，也可以是通过采用其他装置或者连接的一间接的电连接。
图1是本发明一实施例提供的ab类放大器100的示意图。如图1所示，ab类放大器100包括：输入级110，两个叠接级(cascode)120_1和120_2，和两个输出级130_1和130_2。在该例子中，ab类放大器100是静态ab放大器，这意味着该ab类放大器100一直作为ab类操作。
输入级110包括2个p型金属氧化物半导体(pmos)mp1和mp2和3个电流源i1，i2和i3，其中电流源i1耦接在供电电压vdd和pmosmp1和pmosmp2的源极之间，并且电流源i2和i3分别耦接在地电压和pmosmp1和pmosmp2的漏极之间。输入级110接收差分输入信号vip和vin，以产生放大的差分输入信号von和vop。叠接级120_1用于根据放大的输入信号von产生驱动信号von_p和von_n，并且叠接级120_2用于根据放大的输入信号vop产生驱动信号vop_p和vop_n。输出级130_1包括pmosmop1和nmosmon1，用于根据驱动信号von_p和von_n产生输出信号vout_n；以及输出级130_2包括pmosmop2和nmosmon2，用于根据驱动信号vop_p和vop_n产生输出信号vout_p，其中，输出信号vout_p和vout_n是差分信号对。
关于叠接级120_1和120_2的操作，叠接级120_1用于产生具有适当的dc电平的驱动信号von_p和von_n，以使输出级130_1作为ab类输出级操作，并且叠接级120_1进一步包括滤波器(例如高通滤波器)来使驱动信号von_p和von_n具有放大的输入信号von的ac分量。相似的，叠接级120_2用于产生具有适当的dc电平的驱动信号vop_p和vop_n，以使输出级130_2作为ab类输出级操作，并且叠接级120_2进一步包括滤波器(例如高通滤波器)来使驱动信号vop_p和vop_n具有放大的输入信号vop的ac分量。通过使驱动信号von_p，von_n，vop_p和vop_n具有放大的输入信号von和vop的ac分量，输出级130_1和130_2的增益在高频处被提高，放大的输入信号von和vop的电压摆幅能被减少以改进ab类放大器100的失真/非线性。
图2示出本发明一实施例提供的叠接级120_1的示意图。如图2的例子所示，叠接级120_1包括高通滤波器222，pmosmfp1，nmosmfn1和两个电流源i4和i5，其中高通滤波器222包括电容器c1和电阻器r1。在图2所示出的叠接级120_1的操作中，pmosmfp1的栅极被由电阻器r1和电容器c1对偏置电压vbp分压所得到的偏置电压偏置，并且nmosmfn1的栅极被偏置电压vbn偏置，并且pmosmfp1和nmosmfn1用于提供适当的dc偏移给驱动信号von_p，以使得输出级130_1的pmosmop1工作在饱和区(saturationregion)。并且放大的输入信号von作为驱动信号von_n。此外，当放大的输入信号von具有高频，放大的输入信号von的高频ac分量允许被输入到pmosmfp1的栅极，并且pmosmfp1作为源极跟随器(sourcefollower)，使得驱动信号von_p具有由放大的输入信号von提供的高频ac分量。所以，由于驱动信号von_p在高频处具有由放大的输入信号von提供的高频ac分量，所以可以认为叠接级120_1为输出级130_1提供了额外的增益，并且放大后的输入信号von的电压摆幅可以被减小，并且由于放大的输入信号von具有较低的电压摆动，改善了ab类放大器100的失真/非线性。
此外，因为当放大的输入信号von具有低频率时，ab类放大器100的线性度足够好，所以高通滤波器222的转角(corner)能够被选择在较高频率上，例如40mhz，并且电阻器r1和电容器c1可以被设计得更小以节省制造成本。
图2的电路仅仅是示例性目的，不是对本发明的限制。例如，只要pmosmfp1能接收放大的输入信号von的高频ac分量，高通(high-pass)滤波器222也可以具有其他电路设计，或者高通滤波器222可以替换为带通(band-pass)滤波器。此外，一个或者多个晶体管能被放置在电流源i4和pmosmfp1的源极(nmosmfn1的漏极)之间，一个或者多个晶体管能被放置在电流源i5和pmosmfp1的漏极(nmosmfn1的源极)之间，一个或者多个晶体管能放置在pmosmop1和供电电压vdd之间，和/或一个或者多个晶体管被放置在nmosmon1和地电压之间。这些替代的设计也将落入本发明的范围内。
图3示出本发明另一实施例提供的叠接级120_1的示意图。在图3所示的例子中，叠接级120_1包括：高通滤波器322，pmosmfp2，nmosmfn2,和两个电流源i6和i7，其中高通滤波器322包括电容器c2和电阻器r2。在图3所示出的叠接级120_1的操作中，nmosmfn2的栅极被由电阻器r2和电容器c2对偏置电压vbn分压所得到的偏置电压偏置，并且pmosmfp2的栅极被偏置电压vbp偏置，并且放大的输入信号von作为驱动信号von_p。此外，当放大的输入信号von具有高频，放大的输入信号von的高频ac分量允许被输入到nmosmfn2的栅极，并且nmosmfn2作为源极跟随器，使得驱动信号von_n具有由放大的输入信号von提供的高频ac分量。所以，由于驱动信号von_n在高频处具有由放大的输入信号von提供的高频ac分量，所以可以认为叠接级120_1为输出级130_1提供了额外的增益，并且放大后的输入信号von的电压摆幅可以被减小，并且由于放大的输入信号von具有较低的电压摆动，改善了ab类放大器100的失真/非线性。
图4是本发明另一实施例提供的叠接级120_1的示意图。在图4的例子中，叠接级120_1包括：高通滤波器422和424，pmosmfp3，nmosmfn3,和两个电流源i8和i9，其中高通滤波器422包括电容器c3和电阻器r3，以及该高通滤波器424包括电容器c4和电阻器r4。在图4所示的叠接级120_1的操作中，pmosmfp3的栅极被由电阻器r3和电容器c3对偏置电压vbp分压所得到的偏置电压偏置，并且nmosmfn3的栅极被由电阻器r4和电容器c4对偏置电压vbn分压所得到的偏置电压偏置。图4所示的例子是图2和图3所示的例子的合并。相似的，图4中示出的放大的输入信号von的电压摆幅可以被减小，并且由于放大的输入信号von具有较低的电压摆动，改善了ab类放大器100的失真/非线性。
图5是本发明另一实施例提供的ab类放大器500的示意图。如图5所示，ab类放大器500包括输入级510，叠接级520_1和520_2，以及输出级530_1和530_2。在该例子中，ab类放大器500是静态ab类放大器，也就是说，ab类放大器500总是作为ab类操作。
输入级510包括2个nmosmn1和mn2，3个电流源i1’、i2’和i3’，其中，电流源i1’耦接在地电压和nmosmn1和mn2的源极之间，电流源i2’和i3’分别耦接在供电电压vdd和nmosmn1和mn2的漏极之间。输入级510用于接收差分输入信号vip和vin，以产生差分的放大的输入信号von和vop。叠接级520_1用于根据放大的输入信号von产生驱动信号von_p和von_n，叠接级520_2用于根据放大的输入信号vop产生驱动信号vop_p和vop_n。输出级530_1包括pmosmop1和nmosmon1，并且用于根据驱动信号von_p和von_n产生输出信号vout_n；输出级530_2包括pmosmop2和nmosmon2，并且用于根据驱动信号vop_p和vop_n产生输出信号vout_p，其中，输出信号vout_n和vout_p是差分信号对。
除了输入级510之外，ab类放大器500与图1中的ab类放大器100相似，并且叠接级520_1和520_2的操作和电路设计可以根据图2-4所示例子实现。此处省略进一步的详细描述。
图6示出本发明另一实施例提供的ab类放大器600的示意图。如图6所示，ab类放大器600包括输入级610，叠接级620_1和620_2，以及输出级630_1和630_2。在该例子中，ab类放大器600是静态ab类放大器，也就是说，ab类放大器600总是作为ab类操作。
输入级610包括2个pmosmp1’和mp2’，2个nmosmn1’和mn2’，和2个电流源i1”和i2”，其中，电流源i1”耦接在供电电压vdd和pmosmp1和mp2的源极之间，电流源i2”耦接在地电压和nmosmn1和mn2的源极之间。输入级610用于接收差分输入信号vip和vin，以产生放大的差分输入信号。叠接级620_1用于根据放大的输入信号产生驱动信号von_p和von_n，以及叠接级620_2用于根据放大的输入信号产生驱动信号vop_p和vop_n。输出级630_1包括pmosmop1和nmosmon1，并且用于根据驱动信号von_p和von_n产生vout_n；并且输出级630_2包括pmosmop2和nmosmon2，用于根据驱动信号vop_p和vop_n产生输出信号vout_p，其中，输出信号vout_n和vout_p是差分信号对。
除了输入级610之外，ab类放大器600与图1和图5中的ab类放大器相似，其中，输入级610是包括nmos和pmos的互补(complementary)输入级。叠接级620_1和620_2的操作和电路设计可以根据图2-4所示例子实现。此处省略进一步的详细描述。
简而言之，在本发明的ab类放大器中，通过使用具有高通滤波器的叠接级，ac分量被输入到叠接级的一个或者多个晶体管中，以增加ab类放大器的增益，并且在叠接级处的信号的电压摆幅能被降低，并且由于较低的电压摆动，改善了ab类放大器100的失真/非线性。
尽管已使用实用和优选的实施例描述了本发明，但是应该理解的是，本发明不必限于所公开的实施例。相反的，旨在覆盖包括在所附权利要求书的精神和范围内的各种修改和类似的布置，这些附加的权利要求将被赋予最宽泛的解释以涵盖所有这样的修改和类似的结构。