本发明涉及集成电路设计技术领域，具体涉及一种调制器及其信号输出方法。
背景技术
随着集成电路工艺水平提高、市场需求日益膨胀，无线通信领域迅速兴起。为降低功耗、提高系统集成度、减小设计成本，高精度高性能数据采样的应用需求日益迫切。调制器(sigmadelta)结构的模数转换器采用远高于nyguist采样率的频率进行采样，可降低对前置抗混叠滤波器的要求，同时采用过采样和噪声整形这两种技术将信号带宽内的量化噪声搬移到高频，从而使得有用信号带内信噪比极大提高，经降采样滤波后可以实现很高的精度，而且对模拟电路模块的非理想因素也变得不敏感，这使得sigmadelta型adc在深亚微米cmos工艺下相对其他类型的模数转换器具有显著的优势。
目前传统的调制器一般利用前馈网络结构或反馈网络结构进行信号的传输，如图1所示，前馈网络结构往往是由每一级积分器与前一级积分器相连，输入信号通过加权连接至第一级积分器，每一级积分器接收前一级积分器的输出信号，只有第一级积分器能接收来自量化器的反馈信号，而第二级积分器与第三级积分器都无法接收到来自量化器的反馈信号，故每一级积分器的输出信号都包含有输入信号分量，而输入信号分量过多会造成系统信号传递函数的波形上翘，滤波特性较差，带内信号会发生畸变；如图2所示，反馈网络结构往往是由来自量化器的反馈信号通过加权缩放连接至每一级积分器前，只有第一级积分器能够接收到输入信号，但第二级积分器与第三级积分器都无法接收输入信号，故每一级积分器的反馈信号都包含有量化噪声输出分量，而量化噪声输出分量过多会造成各级积分器的噪声传递函数的波形摆幅较大，造成调制器的稳定性较差。
技术实现要素：
因此，本发明实施例要解决的技术问题在于现有技术中的调制器单独采用前馈网络结构会造成信号传递函数的波形上翘，导致滤波特性较差，或单独采用反馈网络结构会造成噪声传递函数的波形输出摆幅较大，导致调制器性能不稳定。
为此，本发明实施例提供了如下技术方案：
本发明实施例提供一种调制器，至少包括：
第一积分器，输入信号通过第一加法器与所述第一积分器的输入端连接；
第二积分器，所述第二积分器的输入端通过第二加法器与所述第一积分器的输出端连接
量化器，所述第二积分器的输出端通过第三加法器与所述量化器的输入端连接，所述量化器的输出端输出调制信号，所述量化器的输出端还通过数模转换器分别与所述第一加法器的输入端和所述第二加法器的输入端连接；
所述输入信号还分别与所述第二加法器的输入端和所述第三加法器的输入端连接。
可选地，在所述第一积分器与所述第二积分器之间还设置有第三积分器。
可选地，所述第三积分器的输入端与所述第一积分器的输出端连接，所述第三积分器的输出端与所述第二加法器的输入端连接，所述第一积分器的输出端与所述第二加法器的输入端连接。
可选地，在所述第一积分器与所述第二积分器之间还设置有第四积分器、所述第五积分器、第四加法器和第五加法器。
可选地，所述第四积分器通过所述第四加法器与所述第一积分器的输出端连接，所述第四积分器通过所述第五加法器与所述第五积分器连接。
可选地，所述第五加法器的输入端与所述第二加法器的输入端连接。
可选地，在所述第一积分器与所述第二积分器之间还可以设置多个积分器与多个加法器，每个积分器位于相邻两个加法器中，所述多个加法器或所述多个积分器的输出信号传输给所述第二加法器。
可选地，所述第一积分器、所述第二积分器、所述第一加法器、所述第二加法器、所述第三加法器、所述量化器和所述数模转换器构成二阶调制电路。
可选地，所述第一积分器、所述第二积分器、所述第三积分器、所述第一加法器、所述第二加法器、所述第三加法器、所述量化器和所述数模转换器构成三阶调制电路。
可选地，所述第一积分器、所述第二积分器、所述第四积分器、所述第五加法器、所述第四加法器、所述第五加法器、所述量化器和所述数模转换器构成四阶调制电路。
本发明实施例提供一种调制器的信号输出方法，用于所述的调制器，包括如下步骤：
分别获取所述第二积分器的输入参数和积分参数；
根据所述第二积分器的输入参数和积分参数，计算所述输入参数与所述积分参数的乘积得到经过所述量化器输出的输出调制参数。
可选地，所述第二积分器的输入参数根据所述输入信号的输入参数、所述第一积分器的输出参数和输出反馈参数计算得到。
本发明实施例技术方案，具有如下优点：
本发明提供一种调制器及其信号输出方法，其中调制器至少包括：第一积分器，输入信号通过第一加法器与第一积分器的输入端连接；第二积分器，第二积分器的输入端通过第二加法器与第一积分器的输出端连接，量化器，第二积分器的输出端通过第三加法器与量化器的输入端连接，量化器的输出端输出调制信号，量化器的输出端还通过数模转换器分别与第一加法器的输入端和第二加法器的输入端连接；输入信号还分别与第二加法器的输入端和第三加法器的输入端连接。本发明不但可以使得调制器的信号传递函数的波形较为平坦，进而可以显著改善滤波特性，还可以使得各级积分器的输出摆幅较小，即噪声传递函数的波形摆幅较小，进而使得调制器的性能更加稳定。
附图说明
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明现有技术中前馈网络结构的结构框图；
图2为本发明现有技术中反馈网络结构的结构框图；
图3为本发明实施例1中调制器的第一结构框图；
图4为本发明实施例1中调制器的第二结构框图；
图5为本发明实施例2中调制器的第三结构框图；
图6为本发明实施例2中调制器的第四结构框图；
图7a为本发明实施例3中调制器的第五结构框图；
图7b为本发明实施例3中调制器的第六结构框图；
图7c为本发明实施例3中调制器的第七结构框图；
图7d为本发明实施例3中调制器的第八结构框图；
图8为本发明实施例4中调制器的第九结构框图；
图9a为本发明实施例6中调制器的噪声传递函数的波形图；
图9b为本发明实施例6中调制器的信号传递函数的波形图。
附图标记：
11-第一积分器；12-第二积分器；13-第三积分器；
14-第四积分器；15-第五积分器；1n-第n积分器；
21-第一加法器；22-第二加法器；23-第三加法器；
24-第四加法器；25-第五加法器；2n-第n加法器；
31-量化器；41-数模转换器。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明实施例的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在本发明实施例的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明实施例和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
在本发明实施例的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，还可以是两个元件内部的连通，可以是无线连接，也可以是有线连接。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
此外，下面所描述的本发明不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。
实施例1
本发明实施例提供一种调制器，如图3所示，包括：
第一积分器11，输入信号通过第一加法器21与第一积分器11的输入端连接。在图1中，输入信号为x(z)，输出信号为y(z)，该输入信号一般通过采样得到的连续模拟信号，该输入信号可以是电压信号、电磁波信号、电流信号、声波信号等，由于这些信号均为连续的模拟信号，故需要将其转换为数字信号满足用户的需求，第一积分器11的输入端与第一加法器21的输出端连接，第一加法器21的输入端与输入信号连接。
第二积分器12，第二积分器12的输入端通过第二加法器22与第一积分器11的输出端连接。第二积分器12的输入端与第二加法器22的输出端连接，第二加法器22的输入端与第一积分器11的输出端连接，相当于第二加法器22位于第一积分器11与第二积分器12的中间。
量化器31，此处的量化器31可以是单比特量化器，还可以是多比特量化器。第二积分器12的输出端通过第三加法器23与量化器31的输入端连接，量化器31的输出端输出调制信号，量化器31的输出端还通过数模转换器41分别与第一加法器21的输入端和第二加法器22的输入端连接。第二积分器12的输出端与第三加法器23的输入端连接，第三加法器23的输出端与量化器31的输入端连接，量化器31的输出端与数模转换器41的输入端连接，数模转换器41的输出端与第一加法器21的输入端和第二加法器22的输入端连接，输入信号还分别与第二加法器22的输入端和第三加法器23的输入端连接。
在图3中，第一积分器11、第二积分器12、第一加法器21、第二加法器22、第三加法器23、量化器31和数模转换器41构成二阶调制电路，第一积分器11与第二积分器12的积分参数均为
在图4中，可以看出第二加法器22的上方与下方分别设置了数字2，第二加法器22上方的数字2代表+2，第二加法器22下方的数字2代表-2，这两个数字2与本实施例中的二阶调制电路的信号传递函数式的系数对应，即二阶调制电路的传递函数式为(z-1)2＝z2-2z+1,故数字2可以代表调制系数，其需要与二阶调制电路相匹配，故是几阶调制电路就需要预先调制与该阶调制电路相匹配的调制系数。
本发明实施例中的调制器，由于第一积分器11与第二积分器12均能接收到输入信号和反馈信号，故不但可以使得调制器的信号传递函数的波形较为平坦，进而可以显著改善滤波特性，还可以使得各级积分器的输出摆幅较小，即噪声传递函数的波形摆幅较小，进而使得调制器的性能更加稳定，对跨导运算放大器的要求也较小，显著减小功耗。
实施例2
本发明实施例提供一种调制器，如图5所示，包括：
第一积分器11，输入信号通过第一加法器21与第一积分器11的输入端连接。在图5中，输入信号为x(z)，输出信号为y(z)，该输入信号一般为通过采样得到的连续模拟信号，该输入信号可以是电压信号、电磁波信号、电流信号、声波信号等，由于这些信号均为连续的模拟信号，故需要将其转换为数字信号满足用户的需求，第一积分器11的输入端与第一加法器21的输出端连接，第一加法器21的输入端与输入信号连接。
第三积分器13，其设置在第一积分器11与第二积分器12之间，第三积分器13的输入端与第一积分器11的输出端连接，第三积分器13的输出端与第二加法器22的输入端连接，第一积分器11的输出端与第二加法器22的输入端连接。
第二积分器12，第二积分器12的输入端通过第二加法器22与第三积分器13的输出端连接。第二积分器12的输入端与第二加法器22的输出端连接，第二加法器22的输入端与第三积分器13的输出端连接，相当于第二加法器22位于第三积分器13与第二积分器12的中间。
量化器31，此处的量化器31可以是单比特量化器，还可以是多比特量化器。第二积分器12的输出端通过第三加法器23与量化器31的输入端连接，量化器31的输出端输出调制信号，在图5中，量化器31的输出端通过数模转换器41与第一加法器21的输入端连接，当然，量化器31的输出端通过数模转换器41还可以分别与第一加法器21的输入端和第二加法器22的输入端连接，只不过量化器31的输出端通过数模转换器41与第一加法器21的输入端连接，再通过第一积分器11的输出端与第二加法器22的输入端连接，可以简化反馈回路。第二积分器12的输出端与第三加法器23的输入端连接，第三加法器23的输出端与量化器31的输入端连接，量化器31的输出端与数模转换器41的输入端连接，数模转换器41的输出端与第一加法器21的输入端连接，输入信号还分别与第二加法器22的输入端和第三加法器23的输入端连接。
在图5中，第一积分器11、第二积分器12、第三积分器13、第一加法器21、第二加法器22、第三加法器23、量化器31和数模转换器41构成三阶调制电路。第一积分器11、第二积分器12和第三积分器13的积分参数均为
在图6中，可以看出第二加法器22的上方与下方以及第一积分器11与第二加法器22之间分别设置了数字3，第二加法器22上方的数字3代表+3，第二加法器22下方的数字-3、第一积分器11与第二加法器22之间的数字3代表-3，这三个数字3与本实施例中的三阶调制电路的信号传递函数式的系数对应，即三阶调制电路的传递函数式为(z-1)3＝z3-3z2+3z-1,故数字3可以代表调制系数，其需要与三阶调制电路相匹配，故是几阶调制电路就需要预先调制与该阶调制电路相匹配的调制系数。
本发明实施例中的调制器，第一积分器11、第二积分器12均能接收到输入信号和反馈信号，第一积分器11的输出信号可以直接传输到第三积分器13，第三积分器13通过第一积分器11可以快速获取到第一积分器11含有的反馈信号。故本实施例中的调制器不但可以使得调制器的信号传递函数的波形较为平坦，进而可以显著改善滤波特性，还可以使得各级积分器的输出摆幅较小，即噪声传递函数的波形摆幅较小，进而使得调制器的性能更加稳定，对跨导运算放大器的要求也较小，显著减小功耗。如图9a所示，为实施例2中三阶调制电路构成的调制器其噪声传递函数的波形图，其波形摆幅较小，如图9b所示，为实施例2中三阶调制电路的调制器其信号传递函数的波形图，其波形较为平坦。在实际应用中，三阶调制电路是一个较为优选的实施方式，调制器的性能较为稳定，并且电路设计成本也较低。
实施例3
本发明实施例提供一种调制器，如图7a和7b所示，
第一积分器11，输入信号通过第一加法器21与第一积分器11的输入端连接。在图7a和7b中，输入信号为x(z)，输出信号为y(z)，该输入信号一般为通过采样得到的连续模拟信号，该输入信号可以是电压信号、电磁波信号、电流信号、声波信号等，由于这些信号均为连续的模拟信号，故需要将其转换为数字信号满足用户的需求，第一积分器11的输入端与第一加法器21的输出端连接，第一加法器21的输入端与输入信号连接。
在图7a中，第四积分器14，其设置在第一积分器11与第二积分器12之间，第四积分器14通过第四加法器24与第一积分器11的输出端连接，第四加法器24的输入端与第一积分器11的输出端连接，第四加法器24的输出端与第四积分器14的输入端连接。
第五积分器15，其也设置在第一积分器11与第二积分器12之间，第五积分器15器通过第五加法器25与第四积分器14的输出端连接，第五加法器25的输入端与第四积分器14的输出端连接，第五加法器25的输出端与第五积分器15的输入端连接。
第二积分器12，第二积分器12的输入端通过第二加法器22与第五积分器15的输出端连接。第二积分器12的输入端与第五加法器25的输出端连接，第二加法器22的输入端与第五积分器15的输出端连接，相当于第二加法器22位于第五积分器15与第二积分器12的中间。
量化器31，此处的量化器31可以是单比特量化器，还可以是多比特量化器。第二积分器12的输出端通过第三加法器23与量化器31的输入端连接，量化器31的输出端输出调制信号，在图7a，量化器31的输出端通过数模转换器41与第一加法器21的输入端连接。在图7b中，量化器31的输出端通过数模转换器41还可以与第一加法器21的输入端、第二加法器22的输入端、第四加法器24的输入端、第五加法器25的输入端连接，只不过量化器31的输出端通过数模转换器41与第一加法器21的输入端连接，再通过第五加法器25的输入端与第二加法器22的输入端连接，可以简化反馈回路。在图7a中，第五加法器12的输入端与第二加法器22的输入端连接，第三加法器23的输出端与量化器31的输入端连接，量化器31的输出端与数模转换器41的输入端连接，数模转换器41的输出端与第一加法器21的输入端连接，输入信号还分别与第二加法器22的输入端和第三加法器23的输入端连接，在图7b中，输入信号还分别与第二加法器22的输入端、第四加法器24的输入端、第五加法器25的输入端连接。
在图7b中，第一积分器11、第二积分器12、第四积分器14、第五积分器15、第一加法器21、第二加法器22、第四加法器24、第五加法器25、量化器31和数模转换器41构成四阶调制电路。第一积分器11、第二积分器12、第四积分器14和第五积分器15的积分参数均为
在图7c和7d中，可以看出各积分器与各加法器之间分别设置了数字4或6，各加法器或各积分器上方的数字4或6代表+4或+6，各加法器或各积分器下方的数字4或6代表-4或-6，数字4或数字6与本实施例中的四阶调制电路的信号传递函数式的系数对应，即四阶调制电路的传递函数式为(z-1)4＝z4-4z3+6z2-4z+1,故数字4或数字6可以代表调制系数，其需要与四阶调制电路相匹配，故是几阶调制电路就需要预先调制与该阶调制电路相匹配的调制系数。
本发明实施例中的调制器，由于第一积分器11、第二积分器12、第四积分器14和第五积分器15均能接收到输入信号和反馈信号，故本实施例中的调制器不但可以使得调制器的信号传递函数的波形较为平坦，进而可以显著改善滤波特性，还可以使得各级积分器的输出摆幅较小，即噪声传递函数的波形摆幅较小，进而使得调制器的性能更加稳定，对跨导运算放大器的要求也较小，显著减小功耗。
实施例4
本发明实施例提供一种调制器，包括第一积分器11、第二积分器12、第一加法器21、第二加法器22、量化器31、数模转换器41以及在第一积分器11与第二积分器12之间还可以设置多个积分器与多个加法器，每个积分器位于相邻两个加法器中，多个加法器或多个积分器的输出信号传输给第二加法器22。第一积分器11、第二积分器12、第一加法器21、第二加法器22、量化器31、数模转换器41和在第一积分器11与第二积分器12之间的多个积分器、多个加法器构成多阶调制电路，多阶调制电路的信号传递函数式中的系数与其阶数相匹配，是几阶调制电路就需要预先调制与该阶调制电路相匹配的调制系数,在图8中，在第一积分器11与第二积分器12之间设置了多个积分器和多个加法器构成n阶调制电路，第n积分器1n与第n加法器2n设置在第一积分器11与第二积分器12之间。本实施例中的调制器应用较少，因为设置多个积分器或多个加法器成本较大，但是也可以实现各积分器都能接收到输入信号和来自量化器31的反馈信号，可以保证各级积分器的输出摆幅较小，进而使得调制器的稳定性较好，信号传递函数的波形也较为平坦，进而使得滤波特性较好。
实施例5
本发明实施例提供一种调制器的信号输出方法，用于实施例1中的调制器，包括如下步骤：
第一步、分别获取第二积分器12的输入参数和积分参数。此处第二积分器12的输入参数可以用i2(z)表示，i2(z)代表第二积分器12直接输入的信号参数，积分参数为
第二步、根据第二积分器12的输入参数和积分参数，计算输出参数与积分参数的乘积得到经过量化器31输出的输出调制参数。此处的输出调制信号可以用o2(z)表示，
在第二步中，第二积分器12的输入参数根据输入信号的输入参数、第一积分器的输出参数和输出反馈参数计算得到。
因为输出信号y(z)＝stf(z)x(z)+ntf(z)e(z)，y(z)为未经调制器调制过的输出信号，x(z)为输入信号，stf(z)为信号传递函数，由二阶调制电路构成的调制器，stf＝1,ntf(z)为噪声传递函数，ntf＝-(1-z-1)2，e(z)为量化噪声信号，即反馈信号。第一积分器11的输入参数用i1(z)表示，
i1(z)＝x(z)-y(z)＝x(z)-stf(z)x(z)-ntf(z)e(z)＝-(1-z-1)2e(z)，
第一积分器11的输出参数用o1(z)表示，
故第二积分器12输出参数中没有输入信号分量，只有量化噪声相关的延迟分量的叠加，故实施例1中的二阶调制电路构成的调制器可以使得各个积分器的输出摆幅较小，即噪声传递函数的波形摆幅较小，并且信号传递函数的波形较为平坦。
实施例6
本发明实施例提供一种调制器的信号输出方法，用于实施例2中的调制器，包括如下步骤；
第一步、分别获取第二积分器12的输入参数和积分参数。此处第二积分器12的输入参数可以用i2(z)表示，i2(z)代表第二积分器13直接输入的信号参数，积分参数为
第二步、根据第二积分器12的输入参数和积分参数，计算输入参数与积分参数的乘积得到经过量化器31输出的输出调制参数。此处的输出调制信号可以用o2(z)表示，
在第二步中，第二积分器12的输入参数根据输入信号的输入参数、第一积分器11的输入参数、第三积分器13的输入参数和输出反馈参数计算得到。因为输出信号y(z)＝stf(z)x(z)+ntf(z)e(z)，y(z)为未经调制器调制过的输出信号，x(z)为输入信号，stf(z)为信号传递函数，由三阶调制电路构成的调制器，stf＝1,ntf(z)为噪声传递函数，ntf＝-(1-z-1)3，e(z)为量化噪声信号，即反馈信号。第一积分器11的输入参数用i1(z)表示，
i1(z)＝x(z)-y(z)＝x(z)-stf(z)x(z)-ntf(z)e(z)＝-(1-z-1)3e(z)，
第一积分器11的输出参数用o1(z)表示，
i3(z)＝o1(z)，第三积分器13的输入参数用o3(z)表示，
第二积分器12的输入参数用i2(z)表示，
显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明创造的保护范围之中。