本发明属于无线通信技术领域，特别涉及一种采用动态偏置网络的堆叠式E类功率放大器及其应用。
背景技术：
便携式无线通信设备通常需要传递较大的功率，此时的功率效率至关重要，因为即便效率小幅增加，也能有效延长电池续航时间。由于零电压开关和零电压导数开关的工作模式，E类功率放大器具有很高的效率，非常适合应用于便携式无线通信设备。但是E类功率放大器的一个显著特征是具有很高的峰值电压(约为3.56VDD)，这会增大晶体管所受到的电压应力。为了保证晶体管的可靠性，E类功率放大器的电源电压通常低于晶体管漏极正常的偏置电压，然而随着电源电压的降低，E类功率放大器的效率也会显著降低，这与设计高效率E类功率放大器的初衷矛盾。为了解决这一问题，堆叠晶体管结构是一种重要的技术途径，它可以在不增加单个晶体管电压应力的前提下，提高电源电压，进而提高E类功率放大器的效率。
目前，已有部分采用共源共栅(cascode)结构提高E类功率放大器电源电压进而提高效率的研究工作。例如文献“Analysis of reliability and power efficiency in cascode class-E PAs,”(A.Mazzanti,L.Larcher,R.Brama,et al,IEEE Journal of Solid-State Circuits,vol.41,no.5,pp.1222-1229,May 2006)分析了共源共栅E类功率放大器的功率损耗机制，并给出了优化方向，还重点研究了共源共栅结构所特有的一种功率损耗机制，即对中间节点(指共源管的漏极和共栅管的源极所连成的节点)的寄生电容充放电所造成的损耗，并且提出了采用并联电感将寄生电容谐振掉的解决方案，降低了功率损耗，提高了功率放大器效率。文献“A Charging Acceleration Technique for Highly Efficient Cascode Class-E CMOS Power Amplifiers，”(O.Lee,J.Han,K.H.An,et al,IEEE Journal of Solid-State Circuits,vol.45,no.10,pp.2184-2197,Oct.2010)采用充电加速技术减少了共栅管从线性区到截止区的转换时间，使共栅管在共源管关断后可以迅速关断，进而降低了转换期间共栅管的功率损耗，提高了共源共栅结构E类功率放大器的效率。现有的共源共栅E类功率放大器普遍的存在的问题是：为了提高所能施加的电源电压，均使用了厚栅氧的晶体管，这限制了功率放大器的射频性能，因而以上两款共源共栅E类功率放大器只能工作在较低的工作频率，工作频率均低于2GHz。
技术实现要素：
本发明的目的在于提供一种采用动态偏置网络的堆叠式E类功率放大器及其应用，以解决上述存在的技术问题。本发明的堆叠式E类功率放大器通过堆叠三个晶体管并采用动态偏置网络，可提高功率放大器的电源电压，与采用相同沟道长度的晶体管的现有E类功率放大器相比，具有更高的效率。
为达到上述目的，本发明采用以下技术方案：
一种采用动态偏置网络的堆叠式E类功率放大器，包括：输入匹配网络、动态偏置网络、E类功放所需的负载网络、输出匹配网络和三个晶体管；电源端与地之间依次串联有扼流电感和三个晶体管M1、M2和M3，三个晶体管M1、M2和M3依次按照漏极源极相连接的方式堆叠；最底层的晶体管M1的栅极通过输入匹配网络连接功率放大器的输入端，最顶层的晶体管M3的漏极通过E类功放所需的负载网络和输出匹配网络连接功率放大器的输出端；最顶层的晶体管M3的栅极连接偏置网络。
进一步的，偏置网络为动态偏置网络；三个晶体管为底层晶体管M1、中间层晶体管M2和顶层晶体管M3；M1的源极接地，M1的栅极通过电阻连接到恒定电压源Vg1，M1的栅极同时通过隔直电容连接到输入匹配网络；M2的源极接M1的漏极，M2的栅极连接到恒定电压源Vg2；M3的源极接M2的漏极，M3的漏极通过扼流电感连接到电源电压VDD，M3的漏极通过串联的电感和电容连接到输出匹配网络，M3的栅极连接动态偏置网络，动态偏置网络用于为M3提供栅极偏置电压。
进一步的，输入匹配网络包括电容Cin和电感Lin；电感Lin的一端通过隔直电容与M1的栅极连接，电感Lin的另一端并联电容Cin接地。
进一步的，动态偏置网络包括第一电容、第一电阻、第二电阻和第三电阻；M3的栅极通过并联的第二电阻和第一电容连接到地，M3的栅极通过第一电阻连接到M3的漏极，M3的栅极通过第三电阻连接到恒定电压源Vg3。
进一步的，输出匹配网络包括电感Lm、电容Cm，电感Lm的一端通过串联的电感Ls和电容Cs连接M3的漏极，电感Lm的另一端通过并联电容Cm接地，同时电感Lm的另一端接负载。
进一步的，还包括并联谐振电感Lp和隔直电容CBL，并联谐振电感Lp的一端接M3的漏极，另一端通过隔直电容CBL接地。
进一步的，三个晶体管均为0.18μm NMOS管。
任一种上述的采用动态偏置网络的堆叠式E类功率放大器的应用，用于射频发射机。
一种射频发射机，包括任一种上述的采用动态偏置网络的堆叠式E类功率放大器。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
本发明的采用动态偏置网络的堆叠式E类功率放大器，通过漏极源极相连接的方式堆叠三个晶体管，并通过动态偏置网络为最顶层的晶体管提供栅极偏置电压，可提高功率放大器的电源电压，进而可提高功率放大器的效率；本发明的E类功率放大器与采用相同沟道长度的晶体管的现有E类功率放大器相比，具有更高的效率。
进一步的，本发明的新型动态偏置网络，可在不增加单个晶体管电压应力的前提下，提高可施加的电源电压，能够提高E类功率放大器的效率。
进一步的，通过采用并联谐振电感，可打破工作频率5GHz时高电源电压E类功率放大器所需的小并联电容对晶体管尺寸的限制，可减小堆叠晶体管的导通电阻，进而能够降低E类功率放大器的功率损耗，进一步提高E类功率放大器的效率。
进一步的，堆叠三个标准的0.18μm NMOS管(不使用厚栅氧的晶体管)，可使E类功率放大器的工作频率达到5GHz，且具有较高的效率。
本发明的射频发射机的工作频率可达5GHz，且具有较高的效率。
附图说明
图1是本发明的一种采用固定栅偏置的三层堆叠E类功率放大器的示意性电路图；
图2是一种采用传统动态偏置的三层堆叠E类功率放大器的示意性电路图；
图3是本发明的一种采用新型动态偏置网络的三层堆叠E类功率放大器的示意性电路图；
图4是对图3中的三层堆叠E类功率放大器仿真得到的M1、M2和M3的漏电压与栅电压瞬时波形；
图5是本发明的一种采用了并联谐振电感的三层堆叠E类功率放大器的示意性电路图；
图6是本发明的一种采用了并联谐振电感的三层堆叠E类功率放大器的示意性电路图；
图7是工作频率为5GHz时本发明的一种三层堆叠E类功率放大器的输出功率Pout与功率附加效率PAE随输入功率变化的后仿真结果图；
图8为本发明的一种三层堆叠E类功率放大器的峰值输出功率Pout与功率附加效率PAE随工作频率变化的后仿真结果图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细描述。
参考图1至图8，本发明的一种采用动态偏置网络的堆叠式E类功率放大器，包括：输入匹配网络、偏置网络、E类功放所需的负载网络、输出匹配网络和三个晶体管；电源端与地之间依次串联有扼流电感和三个晶体管，三个晶体管均按照漏极源极相连接的方式堆叠；最底层的晶体管的栅极通过输入匹配网络连接功率放大器的输入端，最顶层的晶体管的漏极通过E类功放所需的负载网络和输出匹配网络连接功率放大器的输出端；最顶层的晶体管的栅极连接动态偏置网络。具体连接为：偏置网络为新型的动态偏置网络；三个晶体管为底层晶体管M1、中间层晶体管M2和顶层晶体管M3；M1的源极接地，M1的栅极通过电阻连接到恒定电压源Vg1，M1的栅极同时通过隔直电容连接到输入匹配网络；M2的源极接M1的漏极，M2的栅极连接到恒定电压源Vg2；M3的源极接M2的漏极，M3的漏极通过扼流电感连接到电源电压VDD，M3的漏极连接到并联谐振电感Lp的一端，并联谐振电感Lp的另一端通过隔直电容CBL接地，M3的漏极通过串联的电感Ls和电容Cs连接到输出匹配网络，M3的栅极连接动态偏置网络，动态偏置网络用于为M3提供栅极偏置电压。其中，输入匹配网络包括电容Cin和电感Lin；电感Lin的一端通过隔直电容与M1的栅极连接，电感Lin的另一端并联电容Cin接地。动态偏置网络包括第一电容、第一电阻、第二电阻和第三电阻；M3的栅极通过并联的第二电阻和第一电容连接到地，M3的栅极通过第一电阻连接到M3的漏极，M3的栅极通过第三电阻连接到恒定电压源Vg3。输出匹配网络包括电感Lm、电容Cm，电感Lm的一端通过串联的电感Ls和电容Cs连接M3的漏极，电感Lm的另一端通过并联电容Cm接地，同时电感Lm的另一端接负载；堆叠的三个晶体管均为0.18μm NMOS管。
本发明的工作原理：
根据E类功率放大器的设计方程
可知，当输出功率一定时，施加的电源电压越大，E类功率放大器所需的负载电阻RL越大，更大的负载电阻一方面可减小输出匹配网络的阻抗变换比，提高匹配网络的功率转换效率，另一方面还可以减弱晶体管导通电阻对E类功率放大器效率的影响。因此，提高电源电压可以提高E类功率放大器的效率。然而提高E类功率放大器的电源电压并非易事；对于E类功率放大器，晶体管关断时漏电压的峰值可以达到3.56VDD，这会使器件受到很大的电压应力，为保证器件可靠性，E类功率放大器施加的电源电压通常低于晶体管漏极正常的偏置电压。常规做法是保持晶体管上的最大压降小于2VDD-nominal以确保合理的器件寿命，VDD-nominal指器件常规允许的电源电压。也就是说，对于0.18μm NMOS管，栅漏以及栅源之间的电压差要小于3.6V，在满足这一条件时，传统的共源级E类功率放大器可以施加的最大电源电压仅为0.88V，传统的共源共栅E类功率放大器可以将最大电源电压提高到1.76V，采用厚栅氧的晶体管(例如0.35μm NMOS管)虽然可以进一步提高电源电压，但是会限制E类功率放大器的射频性能。为了实现工作频率为5GHz的高效率E类功率放大器，本发明堆叠三个标准的0.18μm NMOS管，并针对固定偏置和传统的动态偏置存在的缺点和不足，设计了一个新型动态偏置网络，在不增加单个晶体管电压应力的前提下，提高了电源电压，进而提高了E类功率放大器的效率。同时本发明采用并联谐振电感，打破了5GHz时高电源电压E类功率放大器所需的小并联电容对晶体管尺寸的限制，减小了堆叠晶体管的导通电阻，进而降低了E类功率放大器的功率损耗。
实施例1
参考图1，本发明的一种采用固定栅偏置的三层堆叠E类功率放大器，电源端与地之间依次串联有扼流电感和三个晶体管M3、M2和M1，三个晶体管均按照漏极源极相连接的方式堆叠；最底层的晶体管M1的栅极通过输入匹配网络连接功率放大器的输入端，最顶层的晶体管M3的漏极通过并联电容Csh接地，同时通过串联电感Ls和电容Cs以及输出匹配网络连接功率放大器的输出端；三个晶体管M3、M2和M1的栅极分别连接恒定电压源Vg3、Vg2和Vg1。对于堆叠三个0.18μm NMOS管的E类功率放大器，由于开关晶体管M1导通时每个晶体管的源极和漏极电压都接近0V，为了保证M3栅漏以及栅源之间的电压差小于3.6V，在恒定偏置的情况下M3的栅极最高接3.6V的电压，这样开关截止时M3的漏极峰值电压只能达到7.2V。由于E类功率放大器的漏极峰值电压Vpk≈3.56VDD，所以采用固定栅偏置的三层堆叠E类功率放大器最大只能施加2V的电源电压，相比于传统共源共栅结构的E类功率放大器有提高，但是效果并不是特别显著。
实施例2
参考图2，一种采用传统动态偏置的三层堆叠E类功率放大器，电源端与地之间依次串联有扼流电感和三个晶体管M3、M2和M1，三个晶体管均按照漏极源极相连接的方式堆叠；最底层的晶体管M1的栅极通过输入匹配网络连接功率放大器的输入端，最顶层的晶体管M3的漏极通过并联电容Csh接地，同时通过串联电感Ls和电容Cs以及输出匹配网络连接功率放大器的输出端；晶体管M2和M1的栅极分别连接恒定电压源Vg2和Vg1，晶体管M3的栅极通过电容C1接地，同时通过电阻R1连接M3的漏极。从图2可知，传统的动态偏置方案是通过电阻R1将晶体管M3的栅极和漏极连接起来，并在栅极接一个到地的电容C1，这样栅电压会跟随漏电压变化。这种动态偏置方案广泛应用在其他类型的功率放大器中，但是对于E类功率放大器，开关导通时，M3的漏电压接近0V，如果栅电压也跟着趋向于0V，那么晶体管M3就无法正常导通了，下面作出进一步改进。
参考图3，本发明的一种采用新型动态偏置网络的三层堆叠E类功率放大器，电源端与地之间依次串联有扼流电感和三个晶体管M3、M2和M1，三个晶体管均按照漏极源极相连接的方式堆叠；最底层的晶体管M1的栅极通过输入匹配网络连接功率放大器的输入端，最顶层的晶体管M3的漏极通过并联电容Csh接地，同时通过串联电感Ls和电容Cs以及输出匹配网络连接功率放大器的输出端；晶体管M2和M1的栅极分别连接恒定电压源Vg2和Vg1，晶体管M3的栅极通过并联的第二电阻和第一电容连接到地，M3的栅极通过第一电阻连接到M3的漏极，M3的栅极通过第三电阻连接到恒定电压源Vg3。从图3可知，M3的栅极除了连接到漏极之外，还通过电阻R3连接到一个恒定电压源Vg3(Vg3＝4V)。根据叠加原理，M3的栅电压既与漏电压成正比，又与恒定电压源Vg3成正比。这样，在开关导通时，M3的漏电压接近0V，栅电压却可以维持在一个恒定值(3.3V左右)；开关截止时，漏电压增加到峰值，栅电压也随之增大，保证了栅漏之间的电压差小于3.6V。通过仿真可得，三个晶体管的漏电压与栅电压的瞬时波形如图4所示。采用2.5V的电源电压，M3漏电压VD3的峰值接近8.9V，栅电压VG3会紧跟着增加到5.6V，使得VGD3＝3.3V＜3.6V，避免了栅氧击穿，保证了器件的可靠性。E类功率放大器是过驱动的，本发明的输入电压摆幅设定为1.7V(也即驱动级的电源电压VDD_driver＝1.7V)，由于M1栅电压偏置在0.42V，所以VG1最小可以达到-1.28V，而此时VD1刚好达到最大，为了使VGD1＜3.6V，VD1的最大值要小于2.32V，所以M2的栅电压VG2被固定偏置在2.3V。由图4可以看出，通过动态偏置M3的栅电压VG3，固定偏置M2的栅电压VG2，E类功率放大器所承受的电压应力被平均分配到三个晶体管上，且每个晶体管的VGD均接近最大值3.6V，这使得堆叠式E类功率放大器的峰值电压接近8.9V，所能施加的电源电压也增大到2.5V。假设所要实现的E类功率放大器的峰值输出功率为175mW(22.4dBm)，考虑到采用0.18μm NMOS管的传统共源级E类功率放大器、传统共源共栅E类功率放大器以及本发明所提出的E类功率放大器所能施加的最大电源电压分别为0.88V、1.76V和2.5V，根据E类功率放大器的设计方程，这三种E类功率放大器所需的负载电阻RL分别为2.55Ω、10.2Ω和20.6Ω，所对应的输出匹配网络的阻抗变换比分别为19.6、4.9和2.4。当输出匹配采用简单的LC阻抗变换网络实现，且所用电感品质因子Q＝6时，以上三种E类功率放大器输出匹配网络的功率转换效率分别为58.2％、75.2％和83.5％。通过上述分析可知，本发明所提出的采用新型动态偏置网络的三层堆叠E类功率放大器可以显著提高输出匹配网络的功率转换效率，可提高功率放大器的整体效率。
实施例3
本发明的上述实施例通过堆叠3个晶体管并采用新型动态偏置网络，将E类功率放大器的可施加的电源电压提高到2.5V，进而将最优的E类工作状态所需的负载电阻RL提高到20.6Ω，本发明的E类功率放大器工作在较高的5GHz频率时，根据E类功率放大器的设计方程最优的E类工作条件所需要的并联电容Csh很小，仅为0.284pF。考虑到晶体管漏极寄生电容不得不作为并联电容的一部分，在所需并联电容很小的情况下，即使并联电容完全由晶体管漏极寄生电容提供，晶体管的栅宽仍然受到很大限制。而且晶体管堆叠结构增大了导通电阻，为了减小串联导通电阻，晶体管应有较大尺寸。为了打破小的并联电容对晶体管尺寸的限制，进一步作出改进。
参考图5和图6，本发明的一种采用了并联谐振电感的三层堆叠E类功率放大器，R1、R2、R3和C1构成了本发明提出的新型动态偏置网络，Lp是本发明提出的并联谐振电感；C2与CBL是隔直电容；Lin与Cin构成输入匹配网络，负责将晶体管M1栅极的输入阻抗匹配到50Ω的源阻抗。Lm与Cm构成输出匹配网络，负责将20.6Ω的负载电阻RL匹配到50Ω的天线输入阻抗。电源端与地之间依次串联有扼流电感和三个晶体管M3、M2和M1，三个晶体管按照漏极源极相连接的方式堆叠；最底层的晶体管M1的栅极通过输入匹配网络连接功率放大器的输入端，最顶层的晶体管M3的漏极通过串联电感Ls和电容Cs以及输出匹配网络连接功率放大器的输出端；晶体管M2和M1的栅极分别连接恒定电压源Vg2和Vg1，晶体管M3的栅极通过并联的第二电阻和第一电容连接到地，M3的栅极通过第一电阻连接到M3的漏极，M3的栅极通过第三电阻连接到恒定电压源Vg3，M3的漏极连接到并联谐振电感Lp的一端，并联谐振电感Lp的另一端通过隔直电容CBL接地。从图5中可知，本实施例采用一个并联电感Lp将多余的寄生电容谐振掉，用剩余的部分提供E类工作条件所需要的并联电容，这一措施使得晶体管的尺寸可以增大到750μm，可有效降低堆叠晶体管的串联导通电阻，能够进一步提高功率放大器效率。
图7显示了5GHz时本发明设计的三层堆叠E类功率放大器的输出功率Pout与功率附加效率PAE随输入功率变化的后仿真结果，从图7中可知，该功率放大器在5GHz时实现了高达49.5％的功率附加效率PAE以及53.7％的漏极效率DE，同时实现了22.3dBm的峰值输出功率。
图8显示了本发明设计的三层堆叠E类功率放大器的峰值输出功率和PAE随频率变化的后仿真结果，在4.8-5.2GHz的频率范围内，该功率放大器实现了超过44.9％的PAE以及超过21dBm的峰值输出功率。
本发明的采用动态偏置网络的堆叠式E类功率放大器，是堆叠三个晶体管的E类功率放大器结构，通过堆叠三个晶体管并采用新型动态偏置网络，在不增加单个晶体管电压应力的前提下，可提高电源电压，进而提高了E类功率放大器的效率。另外，通过采用并联谐振电感结构，打破了高工作频率高电源电压E类功率放大器所需的小并联电容对晶体管尺寸的限制，增大了晶体管尺寸，减小了堆叠晶体管的导通电阻，进一步提高了E类功率放大器的效率，并可使放大器的工作频率达到5GHz。
本发明的一种射频发射机，包括上述的采用动态偏置网络的堆叠式E类功率放大器，所述E类功率放大器由三个晶体管按照源极漏极相连堆叠构成。最底层晶体管M1的源极接地，栅极通过电阻连接到恒定电压源Vg1，同时通过一个隔直电容连接到输入匹配网络。输入匹配网络由一个并联到地的电容和一个串联电感构成。中间的晶体管M2的栅极连接到恒定电压源Vg2。最顶层晶体管M3的漏极通过扼流线圈连接到电源电压VDD。最顶层晶体管M3的栅极由所述新型动态偏置网络提供偏置电压，新型动态偏置网络具体连接方式如下：最顶层晶体管M3的栅极通过并联电阻电容连接到地，同时分别通过电阻连接到漏极和恒定电压源Vg3。最顶层晶体管M3的漏极连接到所述并联谐振电感的一端，所述并联谐振电感的另一端通过隔直电容连接到地。最顶层晶体管M3的漏极通过串联电感电容连接到输出匹配网络，串联电感的一部分与串联电容在工作频率处实现串联谐振，确保只有漏电流的基频组分通过负载，串联电感的另一部分在输出电压与输出电流之间提供一个额外的相移，以确保实现最优的E类工作条件。输出匹配网络由一个串联电感和一个并联到地的电容构成，负责将50Ω阻抗匹配到E类功放所需的负载电阻RL。本发明的射频发射机工作频率能够达到5GHz，且具有较高的效率。