开关管驱动电路、关断器和分布式发电系统的制作方法

本发明涉及电力电子技术领域，更具体地说，涉及开关管驱动电路、关断器和分布式发电系统。

背景技术：

开关管驱动电路是开关管与控制器之间的接口电路，其作用是将控制器输出的脉冲信号转换为能够驱动开关管导通和关断的信号。在某些场合下，开关管与控制器是不共地的，此时就需要提供一种能够适用于该场合下的开关管驱动电路。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明提供了一种开关管驱动电路、关断器和分布式发电系统，以适用于开关管与控制器不共地的场合。

一种开关管驱动电路，所述开关管驱动电路是第一开关管与控制器之间的接口电路；所述第一开关管串联在第一直流电源的正极，用于接通和分断所述第一直流电源与外部电路的连接；

所述开关管驱动电路包括dc/dc变换器、使能电路、第一二极管、第一电容和第二电路，其中：

所述dc/dc变换器的输入端连接第二直流电源；所述dc/dc变换器内部具有一高频开关管，通过所述高频开关管高频率的开关动作实现直流电压变换；

所述第一二极管的阳极连接所述第一直流电源的正极，所述第一二极管的阴极连接所述第一电容的第一端，形成第一连接点；所述高频开关管的一个管脚连接所述第二直流电源的正极或负极，另一管脚连接所述第一电容的第二端；

所述第二电路的输入端连接所述第一连接点，所述第二电路的输出端经过所述使能电路连接到所述第一开关管的驱动管脚；所述第二电路用于将来自所述第一连接点的电信号转换成稳定的输出电压，在所述使能电路接通时，所述输出电压作为驱动电压传送给所述第一开关管的驱动管脚；

所述控制器通过发脉冲信号来控制所述使能电路的接通和断开。

可选的，所述dc/dc变换器为buck变换器；

对应的，所述高频开关管的一个管脚连接所述第二直流电源的正极或负极，另一管脚连接所述第一电容的第二端，是指：所述高频开关管的第一管脚连接所述buck变换器的输入端正极；所述高频开关管的第二管脚连接所述第一电容的第二端。

可选的，所述dc/dc变换器为boost变换器；

对应的，所述高频开关管的一个管脚连接所述第二直流电源的正极或负极，另一管脚连接所述第一电容的第二端，是指所述高频开关管的第二管脚连接所述boost变换器的输入端负极；所述高频开关管的第一管脚连接所述第一电容的第二端。

可选的，所述第二直流电源是由所述第一直流电源经第一电路转换而来；所述控制器的电源输入端连接所述dc/dc变换器的输出端。

可选的，所述使能电路包括第三npn三极管、第二pnp三极管、第一电阻、第二电阻和第三电阻，其中：

所述第三npn三极管的基极经所述第一电阻连接所述控制器，所述第三npn三极管的发射极连接所述控制器的地线，所述第三npn三极管的集电极经所述第三电阻连接所述第二pnp三极管的基极，所述第二pnp三极管的集电极连接到所述第一开关管的驱动管脚，所述第二pnp三极管的发射极连接所述第二电路的输出端正极，所述第二电阻连接在所述第二pnp三极管的基极和发射极之间。

可选的，所述使能电路包括第四电阻、第五电阻、第六电阻、第五npn型三极管、第六pnp三极管和第七npn型三极管，其中：

所述第七npn型三极管的基极经所述第四电阻连接所述控制器，所述第七npn型三极管的发射极连接所述控制器的地线，所述第七npn型三极管的集电极先后经过所述第五电阻和所述第六电阻连接所述第二电路的输出端正极；所述第五电阻和所述第六电阻的中间节点连接所述第五npn型三极管和所述第六pnp三极管的基极，所述第五npn型三极管的集电极连接所述第二电路的输出端正极，所述第五npn型三极管的发射极连接所述第六pnp三极管的发射极和所述第一开关管的驱动管脚，所述第六pnp三极管的集电极连接所述第一开关管的第二管脚和所述第二电路的输出端负极。

可选的，所述第二电路包括峰值保持电路和/或限压电路，其中：

所述峰值保持电路用于将所述第一连接点的峰值电位作为驱动电压传送给所述第一开关管的驱动管脚；

所述限压电路用于将所述第二电路的输出电压稳定在不超过所述第一开关管能够承受的最大驱动电压值。

可选的，所述开关管驱动电路还包括：

连接在所述第一开关管的驱动管脚与所述使能电路之间的放电电路，用于在所述使能电路处于断开状态时，为所述第一开关管的驱动管脚提供电荷泄放路径。

一种关断器，包括：第一开关管、控制器以及连接所述第一开关管与所述控制器的接口电路，所述接口电路为上述公开的任一种开关管驱动电路。

一种分布式发电系统，包括一个或多个组串，每个组串包括多个关断器，每个关断器的输入端连接一个直流电源，同一组串中的各关断器的输出端串联在一起为负载供电，多个组串并联在一起为负载供电；所述关断器为上述公开的关断器。

从上述的技术方案可以看出，本发明提供的开关管驱动电路连接在不共地的第一开关管与控制器之间，通过高频开关管的开关动作，将第一连接点电位抬升至高于第一开关管的第二管脚，此时如果将第一连接点直接连通第一开关管的驱动管脚为第一开关管提供驱动电压，则只要保证第一连接点与第一开关管的第二管脚之间的电位差高于第一开关管的驱动门限电压，就可以使第一开关管导通；这时，控制器通过向使能电路发脉冲信号来控制第一连接点与第一开关管的驱动管脚之间的通断，即可控制第一开关管的通断，从而满足了设计需要。考虑到第一连接点的电位会随所述高频开关管的开关动作而跳变，为维持提供给第一开关管的驱动电压的稳定，本实施例在第一连接点与第一开关管之间还增设了一个第二电路。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为一种开关管驱动电路结构示意图；

图2为又一种开关管驱动电路结构示意图；

图3示出了应用于开关管驱动电路中的一种使能电路结构示意图；

图4示出了应用于开关管驱动电路中的又一种使能电路结构示意图；

图5示出了应用于开关管驱动电路中的一种第二电路结构示意图；

图6示出了应用于开关管驱动电路中的又一种第二电路结构示意图；

图7为又一种开关管驱动电路结构示意图；

图8为又一种开关管驱动电路结构示意图；

图9为一种开关器结构示意图；

图10为又一种开关器结构示意图；

图11为一种分布式发电系统结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

参见图1或图2(图1和图2的区别仅在于dc/dc变换器12采用的拓扑结构不同)，本发明实施例公开了一种开关管驱动电路，所述开关管驱动电路是第一开关管s1与控制器10之间的接口电路，其作用是将控制器10输出的脉冲信号转换为能够驱动第一开关管s1导通和关断的信号。

第一开关管s1串联在第一直流电源11的正极，用于接通和分断第一直流电源11与外部电路20的连接。第一开关管s1与第一直流电源11的正极直接相连的那个管脚为第一开关管s1的第一管脚，第一开关管s1与外部电路20的正极直接相连的那个管脚为第一开关管s1的第二管脚。

其中，第一开关管s1可以是mosfet(metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)、igbt(insulatedgatebipolartransistor，绝缘栅双极晶体管)或三极管，或者其他可控的半导体开关器件。当第一开关管s1为mosfet时，第一开关管s1的第一管脚为mosfet的漏极，第一开关管s1的第二管脚为mosfet的源极，第一开关管s1的驱动管脚为mosfet的栅极。当第一开关管s1为igbt时，第一开关管s1的第一管脚为igbt的集电极，第一开关管s1的第二管脚为igbt的发射极，第一开关管s1的驱动管脚为igbt的栅极。当第一开关管s1为三极管时，第一开关管s1的第一管脚为三极管的集电极，第一开关管s1的第二管脚为三极管的发射极，第一开关管s1的驱动管脚为三极管的基极。图1和图2中仅以第一开关管s1为mosfet作为示例。

所述开关管驱动电路的组成部件包括dc/dc变换器12、使能电路13、第一二极管d1、第一电容c1和第二电路14，其中：

dc/dc变换器12的输入端连接第二直流电源；dc/dc变换器12内部具有一高频开关管s2，高频开关管是指工作在高频开关模式的开关管，其开关频率一般在10khz以上；dc/dc变换器12通过高频开关管s2高频率的开关动作实现直流电压变换，dc/dc变换器12具体可采用buck变换器(如图1所示)、boost变换器(如图2所示)或其他拓扑结构的dc/dc变换器，并不局限。

具体的，所述第二直流电源可以是由第一直流电源11经过第一电路转换而来，如图1或图2所示，第一电路将第一直流电源11两端电压转换为直流电压v2，dc/dc变换器12再将直流电压v2转换为直流电压v3。其中，所述第一电路可以是降压电路、升压电路、反向变换电路、限流电路、防反电路和开关电路中的一个或任意几个串联而成，其具体结构根据实际需要进行设计，例如：当dc/dc变换器12需要一个高于v1的输入电压时，可以将第一电路设计成升压电路；当dc/dc变换器12需要一个低于第一直流电源11的负极电压的负压时，可以将第一电路设计成反向变换电路；当需要限制v1输入到v2的电流大小时，或者用于抑制v1浪涌对v2的影响时，可以将第一电路设计成限流电路；当v1存在频繁变化的可能，需要防止v2跟随v1的突降而降低时，可以将第一电路设计成防反电路；当需要后级电路具有低功耗待机模式时，可以将第一电路设计成开关电路，在需要待机时断开开关。

除此之外，所述第二直流电源也可以设计成独立于第一直流电源11的一个电源。或者，所述第二直流电源也可以与第一直流电源11是同一电源。

控制器10中的mcu(microcontrollerunit，微控制单元)及其他弱电电路需要开关电源供电，为节省成本，可以将dc/dc变换器12输出电压复用为所述开关电源，即控制器10的电源输入端连接dc/dc变换器12的输出端，例如图1或图2所示。当然，也可以为控制器10额外设置开关电源。

第一二极管d1的阳极连接第一直流电源11的正极，第一二极管d1的阴极连接第一电容c1的第一端，形成第一连接点p1；第二电路14的输入端连接第一连接点p1，第二电路14的输出端经过使能电路13连接到第一开关管s1的驱动管脚，第二电路14用于将来自第一连接点p1的电信号转换成稳定的输出电压，在使能电路13接通的情况下，所述输出电压作为驱动电压传送给第一开关管s1的驱动管脚。控制器10通过发脉冲信号来控制使能电路13的接通和断开。

高频开关管s2的一个管脚连接所述第二直流电源的正极或负极，另一管脚连接第一电容c1的第二端形成第二连接点p2。具体的，当dc/dc变换器12为buck变换器时，如图1所示，高频开关管s2的第一管脚连接所述buck变换器的输入端正极，高频开关管s2的第二管脚连接第一电容c1的第二端形成第二连接点p2。当dc/dc变换器12采用boost变换器时，如图2所示，高频开关管s2的第二管脚连接所述boost变换器的输入端负极，高频开关管s2的第一管脚连接第一电容c1的第二端形成第二连接点p2。

图1所示开关管驱动电路的工作原理如下：

图1中存在两个参考地，分别是控制器10的参考地vg1和第一开关管s1的参考地vg2，参考地vg2就是第一开关管s1的第二管脚，参考地vg1就是控制器10的输入端负极，v1、v2和v3的负极连接在一起。

假设参考地vg1电位为0v，当高频开关管s2断开时，dc/dc变换器12中的电感续流导致dc/dc变换器12中的二极管导通，第二连接点p2电位被下拉到0v，第一直流电源11通过第一二级管d1为第一电容c1充电，当c1充满电时第一连接点p1电位达到v1。当高频开关管s2闭合时，第二连接点p2电位等于v2，由于第一电容c1的电压不能突变，第一连接点p1电位被抬升至v1+v2，可见，通过高频开关管s2的开关动作，可以将第一连接点p1的电位抬升至高于第一开关管s1第一管脚的电位(第一开关管s1第一管脚的电位始终为v1)。

又由于第一开关管s1内存在的体二极管会使第一开关管s1第二管脚的电位不高于第一开关管s1第一管脚的电位，所以第一连接点p1的电位高于第一开关管s1第一管脚的电位时，必然也高于第一开关管s1第二管脚的电位，此时如果将第一连接点p1直接连通s1的驱动管脚来为s1提供驱动电压，则只要保证第一连接点p1与第一开关管s1第二管脚之间的电位差vps高于第一开关管s1的驱动门限电压vgs，就可以使s1导通。

考虑到第一连接点p1的电位会随高频开关管s2的开关动作而跳变，为了维持提供给s1的驱动电压的稳定，本实施例在第一连接点p1与高频开关管s2之间增加了一个第二电路14，第二电路14用于将第一连接点p1电位转换成稳定的输出电压，当然，第二电路14的输出电压必然要高于vgs。

在第二电路14内部元器件参数确定的情况下，第二电路14的输出电压随v2的增大而增大，所以可以通过调节v2的大小来保证第二电路14的输出电压高于vgs。举个例子，假设第二电路14的功能具体是将第二电路14的输出电压稳定在第一连接点p1电位的峰值v1+v2，则在第二电路14内部元器件参数确定的情况下，只要设置v2高于vgs，就可以保证第二电路14的输出电压高于vgs。

在连接第一连接点p1与第一开关管的驱动管脚的使能电路13断开时，所述输出电压不能再传送给第一开关管s1的驱动管脚，则s1截止。控制器10通过发脉冲信号来控制使能电路13的接通和断开，从而实现了对第一开关管s1的通断控制。

综合以上描述可知，图1所示开关管驱动电路能够在第一开关管s1与控制器10不共地的场合下，将控制器10输出的脉冲信号转换为能够驱动第一开关管s1导通和关断的信号，满足设计需要。

同样的道理，在图2中，通过高频开关管s2的开关动作，可以将第一连接点p1的电位抬升至v1+v3，在第二电路14内部元器件参数确定的情况下，第二电路14的输出电压的大小取决于v3。举个例子，假设第二电路14的功能具体是将第二电路14的输出电压稳定在输入的第一连接点p1电位峰值v1+v3，则在第二电路14内部元器件参数确定的情况下，只要控制v3高于vgs，就可以保证第二电路14的输出电压高于vgs。

dc/dc变换器12采用其他拓扑结构、第二直流电源采用其他类型时，开关管驱动电路的工作原理分析同理可得，此处不再一一赘述。

由以上描述可知，本发明实施例提供的开关管驱动电路连接在不共地的第一开关管s1与控制器10之间，通过高频开关管s2的开关动作，将第一连接点p1电位抬升至高于s1的第二管脚，此时如果将第一连接点p1直接连通s1的驱动管脚为s1提供驱动电压，则只要保证第一连接点p1与s1的第二管脚之间的电位差vps高于s1的驱动门限电压vgs，就可以使s1导通；这时，控制器10通过向使能电路13发脉冲信号来控制第一连接点p1与s1的驱动管脚之间的通断，即可控制s1的通断。考虑到第一连接点p1的电位会随高频开关管s2的开关动作而跳变，为维持提供给s1的驱动电压的稳定，本实施例在第一连接点p1与s1之间还增设了一个第二电路14。

可选的，在上述公开的任一种开关管驱动电路中，使能电路13的拓扑结构如图3所示，包括第三npn三极管q3、第二pnp三极管q2、第一电阻r1、第二电阻r2和第三电阻r3，其中：q3的基极经第一电阻r1连接控制器10，q3的发射极连接控制器10的地线，q3的集电极经第三电阻r3连接q2的基极，q2的集电极连接到s1的驱动管脚，q2的发射极连接第二电路14的输出端正极，第二电阻r2连接在q2的基极和发射极之间。

图3所示使能电路13的工作原理为：当脉冲信号为高电平时，q3导通，将q2的基极拉低，使q2处于饱和导通，将驱动电压输送到s1，使s1导通；当所述脉冲信号为低电平时，q3截止，q2也处于截止状态，驱动电压不能输送到s1，s1关断。

或者，在对驱动损耗要求不高时，使能电路13也可以采用推挽电路实现。如图4所示，使能电路13包括：第四电阻r4、第五电阻r5、第六电阻r6、第五npn型三极管q5、第六pnp三极管q6和第七npn型三极管q7，其中：q7的基极经第四电阻r4连接控制器10，q7的发射极连接控制器10的地线，q7的集电极先后经过第五电阻r5和第六电阻r6连接第二电路14的输出端正极；第五电阻r5和第六电阻r6的中间节点连接q5和q6的基极，q5的集电极连接第二电路14的输出端正极，q5的发射极连接q6的发射极和s1的驱动管脚，q6的集电极连接s1的第二管脚和第二电路14的输出端负极。

图4所示使能电路13的工作原理为：当脉冲信号为高电平时，q3导通，将q5和q6的基极拉至低压，q5截止，驱动电压无法提供给s1，s1关断，同时q6导通，为s1的驱动管脚与第二管脚之间的寄生电容提供放电路径；当脉冲信号为低电平时，q3关断，q5和q6的基极上拉至驱动电源电压，q6截止，q5放大态导通，驱动电压经过q5为提供给s1，s1导通。

可选的，参见图5，第二电路14可以采用峰值保持电路，用于将第一连接点p1的峰值电位作为驱动电压传送给s1。所述峰值保持电路包括第二二极管d2和第二电容c2，d2的阳极连接在第一连接点p1，d2的阴极连接c2的第一端和使能电路13，c2的第二端连接s1的第二管脚。c2两端电压不会随第一连接点p1电位的跳到而变化，始终保持在v2，所以提供给第一开关管s1的驱动电压将稳定在v1+v2。

或者，如图6所示，第二电路14也可以采用限压电路。所述限压电路包括第五二极管d5和线性电源，采用第五二极管d5串联线性电源143的方式形成限压电路，将输出电压稳定在不超过第一开关管s1可以承受的驱动电压最大值，另外设置在输入端的第五二极管d5也可以起到防止电流反向流动的作用，避免所述限压电路的输出电压因第一连接点p1的电压降低而降低，从而保持了驱动电压的稳定。其中，所述线性电源包括稳压管z1、第一npn三极管q1和第九电阻r9，稳压管z1的阳极连接s1的第二管脚，稳压管z1的阴极连接q1的基级，第九电阻r9连接d5的阴极和q1的基级，q1的发射极经使能电路13连接s1的驱动管脚，q1的集电极连接d5的阴极。图6中的所述线性电源采用的是稳压管作为基准源、q1做线性放大的方式。或者，也可以采用基于tl431等其他基准源的线性电源。或者，线性电源也可以用dc/dc变换器来实现。第二电路14尤其适用于v2不稳定或电压过高的情况。

或者，也可以将所述峰值保持电路和所述限压电路串联作为第二电路14，如图7所示(串联后省去第五二极管d5)，所述峰值保持电路输出稳定的电压作为所述限压电路的输入，所述限压电路再将输入电压进一步限制后作为s1的驱动电压。

可选的，参见图7，上述公开的任一种开关管驱动电路还包括：并联在s1的驱动管脚与使能电路13之间的放电电路15，用于在所述使能电路处于关闭状态时，为所述第一开关管的驱动管脚提供电荷泄放路径。具体的，由于s1的驱动管脚和第二管脚之间存在寄生的结电容，当使能电路13关断后，该结电容放电速度很慢，将导致s1关断速度很慢、关断损耗很大，甚至有可能导致s1过热损坏。因此，本实施例增加一个放电电路在s1关断时为该结电容的电荷放电，以加快s1关断速度。

仍参见图7，放电电路15可以采用第七电阻r7放电，考虑到放电速度，r7的阻值通常在10kω～100kω之间。q2导通时，r7会消耗驱动电压的电能，例如驱动电压为12v，r7＝10kω，q2导通时r7功耗为12*12/10k＝14.4mw。

或者，如图8所示，放电电路15也可以采用基于pnp三极管的放电速度更快、功耗更低的放电电路，包括：第八电阻r8、第四pnp三极管q4、第四二极管d4。其工作原理为：在q2导通时，q4的基极电位等于驱动电压，q4截止，驱动电压经过d4提供给s1；在q2关断时，q4的基极电位被电阻下拉至集电极电位，q4处于放大态导通，导通阻抗非常低，迅速将s1的结电容上的电压放电至门限电压以下，使s1快速关断。由于不依赖r8放电，因此r8取值可以很大，例如取为1mω，当驱动电压为12v时，q2导通时电阻r8功耗为12*12/1m＝0.144mw，功耗大幅减小。

本发明实施例还公开了一种关断器，如图9所示，包括：第一开关管s1、控制器10以及连接第一开关管s1与控制器10的接口电路，所述接口电路为上述公开的任一种开关管驱动电路。

所述关断器连接在第一直流电源11与外部电路20之间，依靠第一开关管s1的开关动作，接通和分断第一直流电源11与外部电路20的连接。所述关断器连接外部电路20可以是指连接本地负载、连接直流母线或者与其他关断器串联。

可选的，仍参见图9，所述关断器还包括反并联在所述关断器输出端的第三二极管d3，用于在第一开关管s1断开时，为外部电路提供电流通路。例如，在多个输出端串联在一起的关断器共同为负载供电时，当其中1个关断器处于关断状态时，其余的关断器的输出电流可以流经该关断器的d3形成通路，不至于因该关断器关断导致其他所有的关断器都无法输出。

可选的，参见图10，上述公开的任一种关断器还包括：并联在所述关断器的输出端的mosfets3以及连接在控制器10与mosfets3之间的第二驱动电路。本实施例用mosfets3替代d3，s3导通时的损耗和发热低于d3，因此可以减少散热装置的成本，在多个关断器串联为负载供电时，还可以提高为负载供电的效率。控制器10通过控制第二驱动电路来控制mosfets3的通断。

其中，当关断器同时存在s1和s3时，若s1和s3同时导通会导致第一直流电源11短路，因此控制器10在控制s1导通时，必须控制s3关断。控制器10在控制s1关断时，可以根据需要来控制是否导通s3，例如，在s1关断后，当检测到有电流流经s3的反并联的体二极管，则控制s3导通，以降低二极管导通损耗，当没有电流流经s3时，可以控制s3关断。

另外，s1是单向开关，在关断时可以阻止第一直流电源11向输出端输出电能，但是若输出端电压超过v1，则会从s1的反并联的体二极管反灌到第一直流电源11上。对此，仍参见图10，上述公开的任一种关断器还可以包括第四开关管s4，s1、s4反向串联，s1、s4的驱动管脚并联在一起，共用同一个驱动电路，采用图10的关断器方案，可以实现双向关断。

本发明实施例还公开了一种分布式发电系统，如图11所示，包含多个关断器，每个关断器的输入端连接一个直流电源，各关断器输出端串联在一起形成组串，组串为负载供电，当存在多个组串时，多个组串并联在一起为负载供电，所述关断器为上述公开的任一种关断器。在图11中，第一直流电源11可以是光伏组件、蓄电池、超级电容或燃料电池。负载可以为直流供电的用电设备、dc/ac变换器、dc/dc变换器等。每个关断器根据自身控制需要，选择是否将输入端直流电源输出到输出端。或者，分布式发电系统还具有一个主机，通过通信为关断器下发指令，以控制单个或者所有的关断器是否将输入端直流电源输出到输出端。该通信可以是基于电力线载波通信、无线通信、rs485有线通信、干接点连接通信等其中的一种，并不局限。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。

在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明实施例的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明实施例将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。