恒流源负载驱动装置与照明灯具的制作方法

本发明涉及恒流源负载驱动装置，具体而言，涉及一种具有功率开关过流保护功能的恒流源负载驱动装置，以及包含所述驱动装置的照明灯具。

背景技术：

作为新一代的照明光源，发光二极管(led)已经得到广泛应用。在全球照明市场，led照明预计占七、八成以上。这些年来，led恒流控制器及驱动装置也在不断演变进化。目前市场最新的led负载驱动装置的电路结构，如图1所示。该驱动装置中，恒流控制器芯片300可以采用普通工艺设计生产，成本较低；外围元件也较少，总体性能优于以往的电路结构。但是，该驱动装置存在一个问题，功率开关307没有得到过流保护，这意味着，功率开关307存在意外过流烧毁的危险。

技术实现要素：

本发明的目的是，针对现有技术中led负载驱动装置所存在的以上问题，在不增加电路成本的前提下，提供一种新的恒流源负载驱动机制，使功率开关得到有效的过流保护。

根据本发明的第一方面，提供一种恒流源负载驱动装置，包括功率转换级、控制器集成电路以及一供电电阻，其中，功率转换级包括功率开关、电感、电感充/放电电流检测电阻、续流二极管以及电容；所述功率开关的漏极与输入电压源连接，其源极经电感充/放电电流检测电阻连接至电感与所述控制器集成电路参考地之间的节点；电感另一端连接续流二极管的正极；续流二极管的负极连接所述供电电阻与电容一端之间的vcc节点；电容另一端连接至功率开关源极与电感充/放电电流检测电阻之间的节点，并用作恒流源负载的滤波电容；控制器集成电路基于来自功率转换级的电感充/放电电流检测信号，对所述功率开关提供过流保护；并且，在对所述电感充/放电电流检测信号屏蔽电感充电电流检测信号的基础上，确定所述恒流源负载的平均输出电流。

优选的是，所述控制器集成电路内部设有恒流误差电路、过流保护电路以及驱动器，其中，恒流误差电路根据所述驱动器输出的驱动信号，对所述电感充/放电电流检测信号屏蔽电感充电电流检测信号；并对电感放电电流检测信号进行积分平均，产生经放大的误差信号；过流保护电路接收所述经放大的误差信号与电感充/放电电流检测信号，产生一pwm信号；驱动器输入端接收所述pwm信号，其输出端连接所述功率开关的栅极。

优选的是，所述恒流误差电路包括第一、二nmos管、反相器以及误差放大电路，其中，第一nmos管漏极连接所述误差放大电路的一输入端，源极连接所述控制器集成电路的参考地，栅极接收所述驱动器输出的驱动信号；第二nmos管漏极接收所述电感充/放电电流检测信号，源极连接误差放大电路的所述输入端，栅极经反相器接收所述驱动信号；误差放大电路另一输入端连接第一参考电压，输出端产生经放大的误差信号。

优选的是，所述恒流误差电路包括屏蔽电阻、nmos管以及误差放大电路，其中，屏蔽电阻一端连接所述电感充/放电电流检测信号，另一端连接至所述nmos管的漏极与误差放大电路一输入端之间的节点；nmos管源极连接所述控制器集成电路的参考地，栅极接收所述驱动器输出的驱动信号；误差放大电路另一输入端连接第一参考电压，输出端产生经放大的误差信号。

优选的是，所述屏蔽电阻的阻值小于所述误差放大电路中积分电阻阻值100倍以上，并且大于所述电感充/放电电流检测电阻阻值100倍以上。

优选的是，所述过流保护电路包括峰值比较器、限流比较器、谷值比较器、与门电路以及触发器，其中，峰值比较器一输入端接收所述经放大的误差信号，另一输入端接收所述电感充/放电电流检测信号，输出端连接所述与门电路的一输入端；限流比较器一输入端接收所述电感充/放电电流检测信号，另一输入端连接第二参考电压，输出端连接所述与门电路的另一输入端；谷值比较器一输入端接收所述电感充/放电电流检测信号，另一输入端连接第三参考电压，输出端连接所述触发器的复位端；触发器置位端连接所述与门电路的输出端，输出端产生所述pwm信号。

优选的是，所述第三参考电压为零伏或接近零伏。

优选的是，所述第二参考电压为第一参考电压的3倍或3倍以上。

根据第二方面，提供一种照明灯具，包括上述第一方面中所述的驱动装置以及led负载。

按照本发明，恒流源负载驱动装置具有功率开关过流保护功能，实现了对功率开关的全面保护，提高了电路的可靠性。而且，重要的是，该恒流源负载驱动装置并未增加电路成本，在led照明市场竞争极度激烈的现状下，本发明具有明显的市场优势，这也是本发明的价值所在。

附图说明

为更好地理解本发明，下文以实施例结合附图对本发明作进一步说明。附图中：

图1为目前市场最新的led负载驱动装置的电路结构图；

图2为增加成本的led负载驱动装置改进方案；

图3为图2中电阻501和电阻306端电压与电感电流波形关系对照图；

图4为本发明一实施例的恒流源负载驱动装置的电路结构图；

图5为图4中恒流误差电路670的一个示例；

图6为图4中恒流误差电路670的另一示例；

图7为图4中过流保护电路560的一个示例。

具体实施方式

要解决为功率开关提供过流保护这一问题，最易想到的方案是，在功率开关307的源极与控制器芯片500的参考地icgnd之间，直接串联一颗限流电阻501，用于检测流过功率开关307的电流大小，如图2所示。流过功率开关307的电流越大，限流电阻501两端的电压就越大。当这一电压达到上限，就会触发过流保护，控制器芯片500将立即关闭功率开关307，实现过流保护。

图2所示方案在理论上完全可行，但存在两个不利之处，一是增加一个外围元件电阻501，二是控制器芯片500增设一个管脚。前者增加了成本，是主要矛盾。一颗电阻的成本大约1分人民币，led恒流控制器每月需求量达到数亿颗，多一颗电阻导致的损失非常可观。可见，增加限流电阻501在成本上不能接受。

发明人考虑，该方案中，限流电阻501和恒流电阻306(用于设定负载电流大小)都接在控制器芯片500的参考地icgnd上，这两颗电阻是否有合并的可能。发明人仔细考察了这两颗电阻的工作情况。开关电源的特点是，功率开关只工作在完全开启(on)状态或完全关闭(off)状态，不存在第三种状态。在功率开关307开启阶段，整流滤波电容102上的端电压vin通过功率开关307对电感309充电，充电电流从一小电流开始线性增加，此电流经过限流电阻501产生一成正比的电压信号，送到控制器芯片500进行过流保护判断；此时续流二极管308处于反向关闭，所以没有电流经过恒流电阻306(流经供电电阻103的电流低于200ua，恒流电阻306阻值只有几欧姆，这一电流产生的压降小于1毫伏，故可忽略)，恒流电阻306上的端电压为零。在功率开关307关闭阶段，没有电流流过限流电阻501，限流电阻501上的端电压为零；此时电感309处于放电阶段，电感电流经过续流二极管308到达vcc节点，再通过电容604和led负载111流到cs节点，最后流过恒流电阻306回到电感309，此阶段恒流电阻306上的端电压与电感放电电流成正比。

参照图3，图3为限流电阻501和恒流电阻306端电压与电感电流波形关系对照图。可以看出，限流电阻501和恒流电阻306的端电压波形正好是互补的关系，限流电阻501只检测电感的充电电流，而恒流电阻306只检测电感的放电电流，这为合并这两颗电阻提供了有利的条件。

参照图4，图4为本发明一实施例的恒流源负载驱动装置的电路结构图。该驱动装置中，限流电阻和恒流电阻合并为电感充/放电电流检测电阻606，该电阻既可以检测流过功率开关307的电感充电电流，又可以检测电感的放电电流。

如图4所示，该驱动装置包括功率转换级、控制器集成电路600和供电电阻103。其中，功率转换级由功率开关307、电感309、电感充/放电电流检测电阻606、续流二极管308和电容604构成。功率开关307的漏极与输入电压源vin连接，其源极经电感充/放电电流检测电阻606连接至电感309与控制器集成电路参考地icgnd之间的节点；电感309另一端连接续流二极管308的正极；续流二极管308的负极连接供电电阻103与电容604一端之间的vcc节点；电容604另一端连接至功率开关307源极与电感充/放电电流检测电阻606之间的节点，并用作led负载111的滤波电容。

控制器集成电路600基于来自功率转换级的电感充/放电电流检测信号cs，对功率开关307提供过流保护。具体而言，在电感309的充电阶段，功率开关307开启，而续流二极管308反向关闭，充电电流流过检测电阻606；此电流从谷值逐渐线性增加，当检测电阻606的端电压(即信号cs)达到过流保护的阈值，将立即触发过流保护并立即关闭功率开关307，防止该功率开关烧毁。并且，在对电感充/放电电流检测信号cs屏蔽电感充电电流检测信号的基础上，控制器集成电路600确定led负载111的平均输出电流。

在控制器集成电路600的内部，可设有电源管理电路150、恒流误差电路670、过流保护电路560、驱动器180等子电路模块。其中，电源管理电路150用于检测控制器集成电路600的工作电压(即vcc节点电压)是否在正常范围内，同时为集成电路600内的其他子电路模块提供合适的电压和电流。恒流误差电路670根据驱动器180输出的驱动信号drv，对电感充/放电电流检测信号cs屏蔽电感充电电流检测信号；并对电感放电电流检测信号进行积分平均，产生经放大的误差信号eaout。过流保护电路560接收这一经放大的误差信号eaout和电感充/放电电流检测信号cs，产生一pwm信号。驱动器180的输入端接收该pwm信号，其输出端连接功率开关307的栅极。

该驱动装置中，送到恒流误差电路670的电感充/放电电流检测信号cs既包含电感充电电流检测信号，又包含电感放电电流检测信号，而恒流误差电路670只需要电感放电电流检测信号，所以该电路需要屏蔽掉电感充电电流检测信号。

参照图5，图5为图4中恒流误差电路670的一个示例。恒流误差电路670包括nmos管676、775，反相器677和误差放大电路。误差放大电路由误差放大器371、积分电阻372和积分电容373构成。如图5所示，nmos管676的漏极连接误差放大电路的一输入端csea，源极连接控制器集成电路600的参考地icgnd，栅极接收驱动器180输出的驱动信号drv；nmos管775的漏极接收电感充/放电电流检测信号cs，源极连接误差放大电路的上述输入端csea，栅极经反相器677接收驱动信号drv；误差放大电路的另一输入端连接参考电压vref1，输出端产生经放大的误差信号eaout。

该示例中，只有有用的电感放电电流检测信号才送到误差放大电路进行积分求平均。当驱动信号drv为高时，电感309开始充电，恒流误差电路670内部的nmos管676完全开启，将csea节点拉为零电平；同时nmos管775处于关闭状态，这样外部电感充/放电电流检测信号cs不会受到drv信号的影响。而误差放大电路接收的输入电平则为零。当驱动信号drv为低时，电感309开始放电，此时nmos管676完全关闭，nmos管775则完全开启，外部信号cs直接送入误差放大电路。由此实现误差放大电路只对电感放电电流检测信号做积分平均，led负载111的平均输出电流由以下公式决定：

iled＝vref1/r606(1)

图6为图4中恒流误差电路670的另一示例。如图6所示，可替换地，恒流误差电路670包括屏蔽电阻675、nmos管676和误差放大电路。同样地，误差放大电路由误差放大器371、积分电阻372和积分电容373构成。屏蔽电阻675一端连接电感充/放电电流检测信号cs，另一端连接至nmos管676的漏极与误差放大电路一输入端之间的节点csea；nmos管676的源极连接控制器集成电路600的参考地icgnd，栅极接收驱动器180输出的驱动信号drv；误差放大电路的另一输入端连接参考电压vref1，输出端产生经放大的误差信号eaout。

类似地，当驱动信号drv为高时，电感309开始充电，恒流误差电路670内部的nmos管676完全开启，将csea节点拉为零电平，这样误差放大电路接收的输入电平为零。这里，优选地，屏蔽电阻675的阻值大于电感充/放电电流检测电阻606阻值100倍以上，但屏蔽电阻675阻值小于误差放大电路中积分电阻372阻值100倍以上。当驱动信号drv为低时，电感309开始放电，nmos管676完全关闭，外部的电感充/放电电流检测信号cs直接送入误差放大电路。这样，也能够实现误差放大电路只对电感放电电流检测信号做积分平均，led负载111的平均输出电流仍由上述公式1决定。

参照图7，图7为图4中过流保护电路560的一个示例。该示例中，过流保护电路560包括峰值比较器563、限流比较器561、谷值比较器564、与门电路562以及触发器565。其中，峰值比较器563一输入端接收来自恒流误差电路670的经放大误差信号eaout，另一输入端接收电感充/放电电流检测信号cs，输出端连接与门电路562的一输入端；限流比较器561一输入端接收电感充/放电电流检测信号cs，另一输入端连接参考电压vref2，输出端连接与门电路562的另一输入端；谷值比较器564一输入端接收电感充/放电电流检测信号cs，另一输入端连接参考电压vref3，输出端连接触发器565的复位端r；触发器565的置位端s连接与门电路562的输出端，输出端产生pwm信号，该pwm信号提供给驱动器180。

在没有出现过流的正常情况下，电感充/放电电流检测信号cs电压只要超过恒流误差电路的输出信号eaout，峰值比较器563输出就会从高电平变成低电平；而此时限流比较器561输出依然为高电平(此时eaout＜vref2，所以限流比较器561输出还是高电平)，这样与门电路562输出一个低电平去置位后面的触发器565，使得pwm信号从高变成低，关闭功率开关307。

在外围器件故障、控制器芯片本身瑕疵等各种意外所导致的过流情况下，电感充/放电电流检测信号cs电压大于限流参考电压vref2，限流比较器561会立即输出低电平信号ocp(overcurrentprotection)；该ocp信号和峰值比较器563的输出结果(此时eaout＞vref2，所以峰值比较器563输出还是高电平)进行逻辑与操作，生成低电平信号去置位触发器565，使得pwm信号从高变成低，立即关闭功率开关307，由此实现过流保护功能。优选地，参考电压vref2可为恒流误差电路中参考电压vref1的3倍或3倍以上。例如，参考电压vref1可为200mv，参考电压vref2为600mv。

触发器565的复位信号由谷值比较器564提供。功率开关307关闭后，电感309进入放电阶段，电感充/放电电流检测电阻606两端的cs电压线性下降；当cs电压低于参考电压vref3时，谷值比较器564就会输出高电平信号去复位触发器565，使得pwm信号从低变高，再次开启功率开关307。这样周而复始就形成自激开关振荡。这里，优选地，参考电压vref3为零伏或接近零伏，例如为10mv。

在前文的描述中，虽然本发明是以驱动led负载为例，但是，本领域技术人员易于理解的是，本发明可用于驱动任何一种恒流源负载。

显而易见，在此描述的本发明可以有许多变化，这种变化不能认为偏离本发明的精神和范围。因此，所有对本领域技术人员显而易见的改变，都包括在所附权利要求书的涵盖范围之内。