振荡器、锁相环以及雷达系统的制作方法

本申请要求于2019年07月19日提交中国专利局、申请号为201921144228.2、发明名称为“振荡器、锁相环以及雷达系统”的中国专利申请的优先权，其全部内容通过引用结合在本申请中。

本申请涉及锁相环技术领域，尤其涉及一种振荡器、一种包括该振荡器的锁相环以及一种包括该锁相环的雷达系统。

背景技术：

在雷达和无线通讯系统中，pll(phaselockloop)起着产生频率源的作用，它的性能对整个雷达和天线系统有着决定性的影响。具体应用时，不同的系统或应用场景对pll的性能要求指标不同，如：定频系统中只要求pll具有低的相位噪声，而对pll的环路带宽和扫频范围没有要求；扫频系统中不仅要求pll具有低的相位噪声，还要求pll具有宽的环路带宽来支持扫频速度和宽的频率变化范围来覆盖扫频范围。其中，低的相位噪声与宽的环路带宽及宽的频率变化范围是两个相互矛盾的性能要求指标，因此，如何使得pll既能实现低的相位噪声，又能实现宽的环路带宽和宽的频率变化范围成为本领域技术人员亟待解决的技术问题。

技术实现要素：

为解决上述技术问题，本申请实施例提供了一种振荡器，以既能实现低的相位噪声，又能实现宽的环路带宽和宽的频率变化范围。

为解决上述问题，本申请实施例提供了如下技术方案：

一种振荡器，所述振荡器包括相互耦合的第一调节模块、第二调节模块和信号源模块；所述第二调节模块中设置有切换单元；

所述第一调节模块用于基于所述信号源模块输出的振荡信号调节所述振荡器所输出振荡信号的中心频率；所述第二调节模块用于调节所述振荡器的增益；所述切换单元用于切换所述第二调节模块的工作状态，所述第二调节模块的工作状态包括至少两种状态；其中，所述第二调节模块工作在不同的工作状态时，所述振荡器的增益相异。

可选的，所述至少两种状态包括第一状态和第二状态；其中，所述第二调节模块工作在所述第一状态时所述振荡器的增益为第一增益，所述第二调节模块工作在所述第二状态时所述振荡器的增益为第二增益，所述第一增益大于所述第二增益。

可选的，所述振荡器为电感电容型压控振荡器。

可选的，所述第一调节模块包括并联在第一节点与第二节点之间的第一支路和第二支路，所述第一支路包括串联的第一电感和第二电感，所述第二支路包括串联的第一电容和第二电容；以及

所述信号源模块包括第一开关管、第二开关管和电流源；

其中，所述第一开关管的输出端和所述第二开关管的输出端分别通过所述电流源接地，所述第一开关管的输入端和所述第二开关管的控制端分别与所述第一节点电连接，所述第一开关管的控制端和所述第二开关管的输入端分别与所述第二节点电连接。

可选的，所述第二调节模块包括并联在所述第一节点与所述第二节点之间的至少两条可调支路，所述至少两条可调支路包括第一可调支路和至少一条第二可调支路；以及

所述可调支路包括中心节点和反向串联的至少两个可变电容；

其中，位于同一所述可调支路中的所述可变电容的尺寸相同。

可选的，所述切换单元包括至少一条控制支路，所述控制支路与所述第二可调支路的一一对应，所述控制支路包括串联的第一控制开关和第二控制开关，所述第一控制开关的一端与第一可调支路的中心节点电连接，另一端与所述第二可调支路的中心节点电连接，所述第二控制开关的另一端与第一电位电连接，所述第一可调支路的中心节点输入第二电位；

其中，所述第一电位为固定电位，所述第二电位为所述振荡器的控制电压；以及

所述第一电位和所述第二电位之间的差值小于所述第二调节模块中各可变电容的最大耐压值。

可选的，所述可变电容的负极与所述中心节点电连接。

可选的，所述振荡器为环形电压控制振荡器。

可选的，所述第一调节模块包括至少三个反相器；

所述信号源模块包括第三开关管、第四开关管、第五开关管和第六开关管，所述第三开关管和所述第四开关管的沟道类型相同，所述第五开关管和所述第六开关管的沟道类型相同，所述第三开关管与所述第五开关管的沟道类型不同，其中，

所述第三开关管的输入端和所述第四开关管的输入端与第三电位电连接，所述第三开关管的控制端与其输出端电连接，所述第三开关管的输出端与所述第五开关管的输入端电连接，所述第四开关管的控制端与所述第三开关管的控制端电连接，所述第四开关管的输出端与所述第一调节模块的输入端电连接，

所述第五开关管的控制端和第六开关管的控制端与第四电位电连接，所述第五开关管的输出端和第六开关管的输出端接地，所述第五开关管的输入端与所述第三开关管的输出端电连接，所述第六开关管的输入端与所述第一调节模块的输出端电连接；以及

所述第三电位为所述振荡器的供电电压，所述第四电位为所述振荡器的控制电压。

可选的，所述第二调节模块包括至少一条可调支路，所述可调支路包括第七开关管，所述第七开关管的沟道类型与所述第六开关管的沟道类型相同，所述第七开关管的输入端与所述第一调节模块的输出端电连接，控制端与所述第四电位电连接，输出端接地。

可选的，所述切换单元包括：至少一条控制支路，所述控制支路与所述可调支路一一对应，所述控制支路包括第三控制开关和第四控制开关，所述第三控制开关位于所述第七开关管与所述第四电位之间，一端与所述第四电位电连接，另一端与所述第七开关管的控制端电连接；

所述第四控制开关位于所述第七开关管与第五电位之间，一端与所述第七开关管的控制端电连接，另一端电连接第五电位，所述第五电位为固定电位；

其中，所述第四电位和所述第五电位之间的电位差的绝对值小于所述第二调节模块中各开关管的最大耐压。

可选的，所述可调支路还包括：与所述第七开关管并联的至少一个第八开关管，所述第八开关管的输入端与所述第一调节模块的输出端电连接，控制端与所述第七开关管的控制端电连接，输出端接地。

一种锁相环，包括鉴频鉴相器、电荷泵、环路滤波器、振荡器和分频器，其中，所述鉴频鉴相器的第一输入端为所述锁相环的输入端，所述鉴频鉴相器的第二输入端与所述分频器的输出端电连接，所述鉴频鉴相器的输出端与所述电荷泵的输入端电连接，所述电荷泵的输出端与所述环路滤波器的输入端电连接，所述环路滤波器的输出端与所述振荡器的输入端电连接，所述振荡器的输出端与所述分频器的输入端电连接；其中，所述振荡器为上述任一项所述的振荡器。

一种雷达系统，包括信号接收模块、信号发射模块和时钟源，其中，所述信号发射模块用于基于所述时钟源中锁相环所提供的参考频率经发射天线发射电磁波信号；所述信号接收模块利用接收天线接收被目标物体所反射形成的回波，并基于所述时钟源中锁相环所提供的参考频率进行下变频处理，生成并输出中频信号；所述锁相环为上述所提供的锁相环。

与现有技术相比，上述技术方案具有以下优点：

本申请实施例所提供的振荡器可以通过所述切换单元切换所述第二调节模块的工作状态，从而调节所述振荡器的增益，进而调节所述振荡器输出的振荡信号的环路带宽和相位噪声，如当所述振荡器的应用需求为输出较低的相位噪声时，通过所述切换单元控制所述第二调节模块的工作状态，使得所述振荡器具有较小的增益，以使得所述振荡器输出的振荡信号具有较低的相位噪声，当所述振荡器的应用需求为输出较宽的环路宽带和较宽的频率变化范围时，通过所述切换单元控制所述第二调节模块的工作状态，使得所述振荡器具有较大的增益，以使得所述振荡器输出的振荡信号具有较宽的环路宽带和较宽的频率变化范围，从而使得本申请实施例所提供的振荡器既能实现低的相位噪声，又能实现宽的环路带宽和宽的频率变化范围。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本申请一个实施例所提供的振荡器的结构示意图；

图2为本申请另一个实施例所提供的振荡器的结构示意图；

图3为本申请又一个实施例所提供的振荡器的结构示意图；

图4为本申请再一个实施例所提供的振荡器中第一调节模块的结构示意图；

图5为本申请再一个实施例所提供的振荡器的结构示意图；

图6为本申请一个实施例所提供的振荡器中控制信号产生模块的结构示意图；

图7为本申请一个实施例所提供的锁相环的系统结构示意图；

图8为本申请一个实施例所提供的锁相环的相位传递函数模型示意图；

图9为本申请一个实施例所提供的锁相环的相位噪声传递模型示意图；

图10为本申请一个实施例所提供的雷达系统的结构示意图；

图11为本申请另一个实施例所提供的雷达系统的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本申请，但是本申请还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本申请内涵的情况下做类似推广，因此本申请不受下面公开的具体实施例的限制。

正如背景技术部分所述，如何使得pll既能实现低的相位噪声，又能实现宽的环路带宽和宽的频率变化范围成为本领域技术人员亟待解决的技术问题。

发明人研究发现，如果pll中电压控制振荡器的增益较小，则该电压控制振荡器自身的相位噪声较小，环路带宽较窄，从而在应用于pll时，可以滤除pll中其他组成元件的噪声，使得pll的总噪声较小；如果pll中电压控制振荡器的增益较大，则该电压控制振荡器的环路带宽较宽，相应的相位噪声也较大，从而在应用于pll时，可以使得pll获得较大的频率覆盖范围。

因此，可以在pll的结构中设置两个电压控制振荡器(voltagecontrolledoscilator，即vco)以及一个选择器来实现，其中一个电压控制振荡器用来获得低的相位噪声和窄的频率覆盖范围，它具有较小的增益，另一个电压控制振荡器用来获得较大的频率覆盖范围以及较宽的环路带宽，它具有较大的增益，具体工作时，该选择器根据应用环境的需要，选择其中一个电压控制振荡器接到pll环路中。

但是，相较于pll中包括的一个电压控制振荡器的方案，这种pll中包括两个电压控制振荡器和一个选择器的方案，其面积和功耗增加了约三倍，从而大大增加了芯片的成本和功耗。

发明人进一步研究发现，也可以采用adpll(alldigitalphaselockloop，全数字锁相环)技术，来使得pll既能实现低的相位噪声，又能实现宽的环路带宽和宽的频率变化范围，但是这种方案需要一系列的校正算法，从而需要大量的逻辑电路，使得pll结构的面积也很大，而且，adpll需要的dco(digitallycontrolledoscilator，数字控制振荡器)同样需要大的频率覆盖范围，因此其dco的相位噪声并不能做到很低。

有鉴于此，本申请实施例提供了一种振荡器，如图1所示，所述振荡器包括相互耦合的第一调节模块100、第二调节模块200和信号源模块300，其中，所述第二调节模块200中设置有切换单元。具体的，在本申请实施例中，所述第一调节模块100用于基于所述信号源模块300输出的振荡信号调节所述振荡器所输出的振荡信号的中心频率；所述第二调节模块200用于调节所述振荡器的增益；所述切换单元用于切换所述第二调节模块200的工作状态，所述第二调节模块200的工作状态包括至少两种状态；其中，所述第二调节模块200工作在不同的工作状态时，所述振荡器的增益相异。

需要说明的是，在本申请实施例中，所述振荡器的增益越大，所述振荡器输出的振荡信号的环路带宽越宽，所述振荡器输出的振荡信号的频率覆盖范围越宽，所述振荡器输出的振荡信号的相位噪声越大，反之，所述振荡器的增益越小，所述振荡器输出的振荡信号的环路带宽越窄，所述振荡器输出的振荡信号的频率覆盖范围越窄，所述振荡器输出的振荡信号的相位噪声越小。

由此可见，本申请实施例所提供的振荡器可以通过所述切换单元切换所述第二调节模块的工作状态，从而调节所述振荡器的增益，进而调节所述振荡器输出的振荡信号的环路带宽和相位噪声，如当所述振荡器的应用需求为输出较低的相位噪声时，通过所述切换单元控制所述第二调节模块的工作状态，使得所述振荡器具有较小的增益，以使得所述振荡器输出的振荡信号具有较低的相位噪声，当所述振荡器的应用需求为输出较宽的环路宽带和较宽的频率变化范围时，通过所述切换单元控制所述第二调节模块的工作状态，使得所述振荡器具有较大的增益，以使得所述振荡器输出的振荡信号具有较宽的环路宽带和较宽的频率变化范围，从而使得本申请实施例所提供的振荡器既能实现低的相位噪声，又能实现宽的环路带宽和宽的频率变化范围。

另外，相较于采用两个具有不同增益的振荡器和一个选择器的方案，本申请实施例所提供的振荡器在输出具有不同环路带宽和不同相位噪声的振荡信号时，共用同一个产生振荡信号的信号源模块以及同一个调节所述信号源模块输出振荡信号的中心频率的第一调节模块，从而使得所述振荡器既能实现低的相位噪声，又能实现宽的环路带宽和宽的频率变化范围，还不需要产生多个振荡信号产生支路，也不需要大量的逻辑电路，芯片面积只有采用两个具有不同增益的振荡器和一个选择器的方案的1/3，面积较小，功耗只有采用两个具有不同增益的振荡器和一个选择器的方案的1/2-1/3，功耗较低。

可选的，在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，所述至少两种状态包括第一状态和第二状态；其中，所述第二调节模块工作在所述第一状态时所述振荡器的增益为第一增益，所述第二调节模块工作在所述第二状态时所述振荡器的增益为第二增益，所述第一增益大于所述第二增益。

具体的，在本申请的一个实施例中，所述第二调节模块工作在所述第一状态时，所述振荡器输出振荡信号环路带宽为gr1，所述振荡器所输出振荡信号的相位噪声为pn1；所述第二调节模块工作在所述第二状态时，所述振荡器所输出振荡信号的环路带宽为gr2，所述振荡器所输出振荡信号的相位噪声为pn2，其中，所述环路带宽gr1比所述环路带宽gr2宽，所述相位噪声pn2比所述相位噪声pn1低，即所述第二调节模块工作在第一状态时所述振荡器输出的振荡信号的环路带宽比所述第二调节模块工作在第二状态时所述振荡器输出的振荡信号的环路带宽宽，相应的，所述第二调节模块工作在第二状态时所述振荡器输出的振荡信号的相位噪声比所述第二调节模块工作在第一状态时所述振荡器输出的振荡信号的相位噪声小。

在本申请的其他实施例中，所述第一增益也可以小于所述第二增益，即所述第二调节模块工作在所述第一状态时所述振荡器的增益也可以小于所述第二调节模块工作在所述第二状态时所述振荡器的增益，也即所述第二调节模块工作在第一状态时所述振荡器输出的振荡信号的环路带宽比所述第二调节模块工作在第二状态时所述振荡器输出的振荡信号的环路带宽窄，所述第二调节模块工作在第一状态时所述振荡器输出的振荡信号相位噪声比所述第二调节模块工作在第二状态时所述振荡器输出的振荡信号的相位噪声小，本申请对此并不做限定，具体视情况而定。

下面以所述第二调节模块工作在第一状态时所述振荡器的增益大于所述第二调节模块工作在第二状态时所述振荡器的增益为例，对本申请实施例所提供的振荡器进行描述。

由上可知，本申请实施例所提供的振荡器可以通过所述切换单元切换所述第二调节模块的工作状态，从而调节所述振荡器的增益，进而调节所述振荡器输出的振荡信号的环路带宽和相位噪声，如当所述振荡器的应用需求为输出较低的相位噪声时，通过所述切换单元控制所述第二调节模块工作在第二状态，以使得所述振荡器输出的振荡信号具有较低的相位噪声，当所述振荡器的应用需求为输出较宽的环路宽带和较宽的频率变化范围时，通过所述切换单元控制所述第二调节模块工作在第一状态，以使得所述振荡器输出的振荡信号具有较宽的环路宽带和较宽的频率变化范围，从而使得本申请实施例所提供的振荡器既能实现低的相位噪声，又能实现宽的环路带宽和宽的频率变化范围。

可选的，在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，所述振荡器为电感电容型压控振荡器，但本申请对此并不做限定，在本申请的其他实施例中，所述振荡器还可以为其他类型的振荡器，具体视情况而定。

为了便于描述，下面以所述振荡器为电感电容型压控振荡器为例，对本申请实施例所提供的振荡器进行描述。

如图2所示，在本申请的一个实施例中，所述第一调节模块100包括：并联在第一节点a和第二节点b之间的第一支路和第二支路，所述第一支路包括串联的第一电感l1和第二电感l2，所述第二支路包括串联的第一电容cfix1和第二电容cfix2，所述振荡器通过调节所述第一支路中第一电感l1和第二电感l2的电感值以及所述第二支路中第一电容cfix1和第二电容cfix2的电容值中的至少一个调节所述振荡器输出的振荡信号的中心频率。

可选的，在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，所述第一电感l1和所述第二电感l2为具有固定电感值的电感，所述第一电容cfix1和所述第二电容cfix2为具有固定电容值的电容，即所述第一调节模块100一旦设定完成后，所述振荡器输出的振荡信号的中心频率即为固定值，但本申请对此并不做限定，具体视情况而定。

在上述任一实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，继续如图2所示，所述信号源模块300包括第一开关管m1、第二开关管m2和电流源i，所述第一开关管m1的输出端和所述第二开关管m2的输出端分别通过所述电流源i接地，所述第一开关管m1的输入端和所述第二开关管m2的控制端分别与所述第一节点a电连接，所述第一开关管m1的控制端和所述第二开关管m2的输入端分别与所述第二节点b电连接，其中，所述第一节点a和所述第二节点b依次分别通过第一电感l1和第二电感l2电连接至所述振荡器的供电端vdd。具体工作时，所述第一开关管m1、所述第二开关管m2和所述电流源i在所述供电端的输入信号与地端的输入信号的作用下产生振荡信号。

可选的，在本申请的一个实施例中，所述第一节点为所述振荡器的输出端，或所述第二节点为所述振荡器的输出端，但本申请对此并不做限定，在本申请的其他实施例中，所述第一节点电连接一个元器件(如电容)后作为所述振荡器的输出端，或所述第二节点电连接一个元器件后作为所述振荡器的输出端，具体视情况而定。

在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，所述第二调节模块包括：并联在所述第一节点和所述第二节点之间的至少两条可调支路，所述可调支路包括中心节点和反向串联的至少两个可变电容，以通过调节所述至少两个可调支路的工作状态以及所述可调支路中可变电容的电容值，调节所述振荡器的增益，从而调节所述振荡器输出的振荡信号的环路带宽和相位噪声。需要说明的是，在本申请实施例中，位于同一所述可调支路中的所述可变电容的尺寸相同。

需要说明的是，在本申请实施例中，所述至少两条可调支路包括第一可调支路和至少一条第二可调支路，即所述第二调节模块可以包括并联在第一节点和第二节点之间的一条第一可调支路和一条第二可调支路，也可以包括并联在第一节点和第二节点之间的一条第一可调支路和两条第二可调支路，还可以包括并联在第一节点和第二节点之间的一条第一可调支路和更多条第二可调支路，本申请对此并不做限定，具体视情况而定。

可选的，在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，所述可调支路包括中心节点和反向串联的至少n个可变电容，其中，n为大于零的偶数，所述至少n个可变电容对称分布于所述中心节点的两侧，以使得所述第二调节模块为对称结构，避免由于所述第二调节模块的非对称结构使得所述振荡器产生额外的谐波信号以及由于所述第二调节模块的非对称结构增加所述振荡器输出信号的相位噪声。

在上述任一实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，所述可调支路可以包括中心节点和反向串联的两个可变电容，也可以包括中心节点和反向串联的四个可变电容，还可以包括中心节点和反向串联的更多个可变电容，本申请对此并不做限定，只要保证所述可调支路中包括偶数个可变电容，且所述可调支路包括的偶数个可变电容关于其中心节点对称分布即可。

在本申请的其他实施例中，所述可调支路也可以包括中心节点以及反向串联的m个可变电容，m为大于2的任一整数，所述m个可变电容关于所述中心节点非对称分布，本申请对此并不做限定，具体视情况而定。

需要说明的是，在本申请实施例中，所述可调支路包括中心节点和反向串联的m个可变电容是指所述可调支路中位于所述第一节点和所述中心节点之间的可变电容与所述可调支路中位于所述第二节点和所述中心节点之间的可变电容反向串联，如果m为大于2的正整数，即所述可调支路包括中心节点和三个或更多个可变电容时，位于所述第一节点和中心节点之间的可变电容与位于所述第二节点与所述中心节点之间的可变电容反向串联，位于所述第一节点和中心节点之间的多个可变电容正向串联，位于所述第二节点与所述中心节点之间的可变电容正向串联。

为了便于描述，下面以所述第二调节模块包括并联在第一节点和第二节点之间的一条第一可调支路和一条第二可调支路，所述可调支路包括中心节点和反向串联的两个可变电容为例，对本申请实施例所提供的振荡器进行描述。

具体的，继续如图2所示，所述第二调节模块200包括并联在第一节点a和第二节点b之间的第一可调支路和第二可调支路两个可调支路；所述第一可调支路包括第一中心节点c1、位于所述第一节点a和第一中心节点c1之间的第一可变电容cvar11以及位于所述第一中心节点c1和第二节点b之间的第二可变电容cvar12，所述第一可变电容cvar11和所述第二可变电容cvar12反向串联，且所述第一可变电容cvar11和所述第二可变电容cvar12的尺寸相同；所述第二可调支路包括第二中心节点c2、位于所述第一节点a和所述第二中心节点c2之间的第三可变电容cvar21以及位于所述第二节点b与所述第二中心节点c2之间的第四可变电容cvar22，所述第三可变电容cvar21和所述第四可变电容cvar22反向串联，且所述第三可变电容cvar21和所述第四可变电容cvar22的尺寸相同。

可选的，在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，所述可变电容的负极与所述中心节点电连接，但本申请对此并不做限定，在本申请的其他实施例中，所述可变电容的正极与所述中心节点电连接，具体视情况而定。

在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，所述切换单元包括至少一条控制支路，所述控制支路与所述第二可调支路一一对应，继续如图2所示，所述控制支路包括串联的第一控制开关sw1和第二控制开关sw2，所述第一控制开关sw1的一端与所述第一可调支路的第一中心节点c1电连接，另一端与所述第二可调支路的第二中心节点c2电连接，所述第二控制开关sw2的另一端与第一电位电连接，所述第一可调支路的第一中心节点c1输入第二电位，从而使得所述切换单元通过控制所述第一控制开关sw1和所述第二控制开关sw2的工作状态，切换所述第二调节模块200的工作状态。

需要说明的是，在本申请实施例中，所述第一电位为固定电位(即固定电压vbias)；所述第二电位为所述振荡器的控制电压vctrl(即所述振荡器的输入端输入的电压信号)，且所述第一电位和所述第二电位之间的差值小于所述第二调节模块200中各可变电容的最大耐压值，以保证所述第二调节模块200中各可变电容的正常工作。

可选的，在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，如图3所示，所述第一电位为所述振荡器的供电端vdd的电位，但本申请对此并不做限定，在本申请的其他实施例中，所述第一电位也可以为其他固定电位，只要保证所述第一电位和所述第二电位之间的差值小于所述第二调节模块200中各可变电容的最大耐压值即可。

需要说明的是，在本申请实施例中，当所述第二调节模块包括并联在第一节点和第二节点之间的一条第一可调支路和至少两个第二可调支路时，不同第二可调支路电对应的控制支路电连接至同一第二电位，不同的第一电位，即不同第二可调支路电对应的控制支路对应的第二电位为同一电位点，均为所述振荡器的控制电压vctrl，不同第二可调支路电对应的控制支路对应的第一电位为不同的电位点，其输入的固定电位值不同。

由于所述振荡器的增益其中，f表示所述振荡器输出的振荡信号的频率；l表示所述第一调节模中固定电感的电感值；cfix表示所述第一调节模块100中的固定电容的电容值，其电容值不随所述振荡器输入端输入的控制电压vctrl变化而变化；cvar表示所述第二调节模块200中可变电容的电容值，其电容值随所述振荡器输入端输入的控制电压vctrl变化而变化。

结合公式(1)和公式(2)求导可得，所述振荡器的增益：

由此可见，在l和f确定的情况下，改变所述第二模块中可变电容的电容值，即可变所述振荡器的增益。

具体的，在本申请实施例中，当所述第一控制开关闭合，所述第二控制开关断开时，所述第一可调支路和所述第二可调支路中可变电容两端的电压均与所述振荡器的输入端输入的控制电压vctrl有关，即所述第一可调支路中的可变电容和所述第二可调支路中的可变电容均受所述振荡器输入端输入的控制电压调控，此时，所述第二调节模块工作在第一状态，所述振荡器的增益为：

其中，cvar1表示所述第二调节模块200第一可调支路中的可变电容的电容值；cvar2表示所述第二调节模块200第二可调支路中的可变电容的电容值。

当所述第一控制开关断开，所述第二控制开关闭合时，所述第一可调支路中可变电容两端的电压与所述振荡器的输入端输入的控制电压vctrl有关，所述第一可调支路中的可变电容受所述振荡器的输入端输入的控制电压调控，所述第二可调支路可变电容两端的电压与所述振荡器的输入端输入的控制电压vctrl无关，所述第二可调支路中的可变电容不受所述振荡器的输入端输入的控制电压调控，此时，所述第二调节模块工作在第二状态，所述振荡器的增益：

由公式(3)和公式(4)可知，所述第二调节模块工作在第一状态时所述振荡器的增益大于所述第二调节模块工作在第二状态时所述振荡器的增益，所述振荡器的增益kvco正比于所述振荡器能够输出振荡信号的频率范围，所述振荡器的增益kvco越大，所述振荡器的环路带宽越宽，扫频范围(即频率覆盖范围)越宽，因此，所述第二调节模块工作在第一状态时所述振荡器输出的振荡信号的扫频范围比所述第二调节模块工作在第二状态时所述振荡器输出的振荡信号的扫频范围宽。

又由于所述第二调节模块中可变电容cvar的q值远小于所述第一调节模块中固定电容cfix的q值，在大于10ghz的频段，所述第二调节模块中可变电容cvar的q值也小于所述第一调节模块中固定电感的q值，因此，本申请实施例所提供的振荡器中，所述第二调节模块中受所述振荡器输入端输入的控制电压调控的可调支路越多，整个振荡器的q值也越低，所述振荡器的相位噪声也越差。

具体的，在本申请实施例中，当所述第一控制开关闭合，所述第二控制开关断开的时候，所述第一可调支路和所述第二可调支路中的可变电容均受所述振荡器输入端输入的控制电压调控，当第一控制开关断开，第二控制开关闭合的时候，只有第一可调支路中的可变电容受所述振荡器输入端输入的控制电压调控，所述第二可调支路中的可变电容不受所述振荡器输入端输入的控制电压调控(当所述第二电位为所述振荡器的供电端时，所述第二可调支路中可变电容的两端电压均为vdd，电压差为0；所述第二电位不是所述振荡器的供电端时，所述第二可调支路中可变电容的两端电压分别为vdd和vbias，电压差为vdd-vbias，为固定值)，因此，所述第二调节模块工作在第一状态时所述振荡器的q值比所述第二调节模块工作在第二状态时所述振荡器的q值低，相应的，所述第二调节模块200工作在第二状态时所述振荡器输出的振荡信号的相位噪声比所述第二调节模块200工作在第一状态时所述振荡器输出的振荡信号的相位噪声低。

而且，由公式(3)和公式(4)可知，本申请实施例所提供的振荡器可以通过设置不同的比例，可以得到不同的kvco变化范围，以使得所述振荡器具有不同的增益。如当所述第一可调支路中的可变电容的电容值与所述第二可调支路中可变电容的电容值相近时，所述振荡器的kvco的变化范围可达100％。

在本申请的另一个实施例中，所述振荡器为环形振荡器。下面对所述振荡器为环形振荡器与所述振荡器为电感电容型压控振荡器的不同之处进行描述，相同之处不再重复赘述。

如图4和图5所示，在本申请实施例中，所述第一调节模块100包括至少三个反相器，所述至少三个反相器首尾相连，以使得所述第一调节模块100实现负反馈和大于1的增益。即在本申请实施例中，所述第一调节模块100可以包括三个反相器，也可以包括五个反相器，还可以包括其他大于五的奇数个反相器，本申请对此并不做限定，具体视情况而定。需要说明的是，在本申请实施例中，所述第一调节模块100中任一反相器的输入端或输出端为所述振荡器的输出端。

继续如图5所示，在本申请实施例中，所述信号源模块300包括第三开关管m3、第四开关管m4、第五开关管m5和第六开关管m6，所述第三开关管m3和所述第四开关管m4的沟道类型相同，所述第五开关管m5和所述第六开关管m6的沟通类型相同，所述第三开关管m3和所述第五开关管m5的沟道类型不同；其中，

所述第三开关管m3的输入端和所述第四开关管m4的输入端与第三电位电连接，所述第三开关管m3的控制端与其输出端电连接，所述第三开关管m3的输出端与所述第五开关管m5的输入端电连接，所述第四开关管m4的控制端与所述第三开关管m3的控制端电连接，所述第四开关管m4的输出端与所述第一调节模块100的输入端电连接，

所述第五开关管m5的控制端和第六开关管m6的控制端与第四电位电连接，所述第五开关管m5的输出端和第六开关管m6的输出端接地，所述第五开关管m5的输入端与所述第三开关管m3的输出端电连接，所述第六开关管m6的输入端与所述第一调节模块100的输出端电连接；以及

其中，所述第三电位为所述振荡器的供电端vdd的电位，所述第四电位为所述振荡器的控制电压vctrl，即所述振荡器的输入端输入的电位。

可选的，在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，所述第三开关管和所述第四开关管为p型开关管，所述第五开关管和第六开关管为n型开关管，但本申请对此并不做限定，在本申请的其他实施例中，也可以所述第三开关管和所述第四开关管为n型开关管，所述第五开关管和第六开关管为p型开关管，具体视情况而定。

在上述任一实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，所述第二调节模块200包括至少一条可调支路，所述可调支路包括第七开关管m7，所述第七开关管m7的沟道类型与所述第六开关管m6的沟道类型相同，所述第七开关管m7的输入端与所述第一调节模块100的输出端电连接，控制端与所述第四电位电连接，输出端接地。

相应的，所述切换单元包括：至少一条控制支路，所述控制支路与所述可调支路一一对应，继续如图5所示，所述控制支路包括第三控制开关sw3和第四控制开关sw4，所述第三控制开关sw3位于所述第七开关管m7与所述第四电位之间，一端与所述第四电位电连接，另一端与所述第七开关管m7的控制端电连接；所述第四控制开关sw4位于所述第七开关管m7与第五电位之间，一端与所述第七开关管m7的控制端电连接，另一端电连接第五电位，所述第五电位为固定电位；其中，所述第四电位和所述第五电位之间的电位差的绝对值小于所述第二调节模块200中各开关管的最大耐压。

可选的，所述第四电位为所述振荡器的控制电压vctrl，即所述振荡器的输入端输入的电位，所述第五电位为固定电位。

在本申请实施例中，所述振荡器通过控制所述第三控制开关sw3和所述第四控制开关sw4的工作状态，实现所述第二调节模块200的工作状态的切换。下面以所述第二调节模块200包括一条可调支路为例，对本申请实施例所提供的振荡器进行描述。

具体的，在本申请实施例中，所述第三控制开关sw3闭合，所述第四控制开关sw4断开时，所述第六开关管和所述第七开关管均受所述振荡器输入端输入的控制电压vctrl调控，所述第二调节模块200工作在第一状态，所述振荡器的增益其中，gm1为第六开关管m6的跨导，gm2为第七开关管m7的跨导，n为所述第一调节模块100中包括的反相器的个数，c为所述第一调节模块100中的每个反相器的负载电容，v为所述第一调节模块100中反相器的翻转电压。

当所述第三控制开关断开，所述第四控制开关闭合时，所述第六开关管受所述振荡器输入端输入的控制电压vctrl调控，所述第七开关管不受所述振荡器输入端输入的控制电压vctrl调控，所述第二调节模块200工作在第二状态，所述振荡器的增益

由公式(5)和公式(6)可知看出，所述第二调节模块200工作在第一状态时，所述振荡器的增益大于所述第二调节模块200工作在第二状态时，所述振荡器的增益，从而使得所述第二调节模块200工作在第一状态时，所述振荡器输出的振荡信号的频率覆盖范围大于所述第二调节模块200工作在第二状态时，所述振荡器输出的振荡信号的频率覆盖范围，所述第二调节模块200工作在所述第二状态时，所述振荡器输出的振荡信号的相位噪声小于所述第二调节模块200工作在所述第一状态时，所述振荡器输出的振荡信号的相位噪声。

在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，所述振荡器通过设置所述第七开关管m7和所述第六开关管m6的沟道尺寸，调节所述可调支路中的跨导与所述第六开关管m6的跨导的比例，可以调节所述振荡器的增益变化范围。

在本申请的另一个实施例中，所述可调支路还包括：与所述第七开关管并联的至少一个第八开关管，所述第八开关管的输入端与所述第一调节模块的输出端电连接，控制端与所述第七开关管的控制端电连接，输出端接地，从而通过设置与所述第七开关管并联的至少一个第八开关管调节所述可调支路中的跨导与所述第六开关管的跨导的比例，进而调节所述振荡器的增益变化范围，本申请对此并不做限定，具体视情况而定。其中，所述第八开关管的沟道类型与所述第七开关管的沟道类型相同。

可选的，在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，所述第八开关管的沟道尺寸、所述第七开关管的沟道尺寸和所述第六开关管的沟道尺寸相同，但本申请对此并不限定，在本申请的其他实施例中，所述第八开关管的沟道尺寸、所述第七开关管的沟道尺寸和所述第六开关管的沟道尺寸中也可以至少两个不同，具体视情况而定。

在上述任一实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，所述振荡器还包括控制信号产生模块，所述控制信号产生模块用于控制所述切换单元中控制开关的工作状态。具体的，如图6所示，所述控制信号产生模块包括扫频控制模块，频率控制单元、处理单元和转换单元，其中，所述频率控制单元根据所述振荡器的应用场景确定何时切换宽扫描，何时切换低相位噪声，然后通知所述处理单元(如cpu(centralprocessingunit，中央处理器)或者spi(serialperipheralinterface，串行外设接口))产生控制所述切换单元中控制开关开合的脉冲信号，所述转换单元(如ls，levelshifter，水平转换器)将该脉冲信号的电压转换为能够控制所述切换单元中控制开关开合的电压信号输出给所述切换单元中的各控制开关，控制所述切换单元中各控制开关的工作状态。

综上可知，本申请实施例所提供的振荡器可以通过调节所述第二调节模块的工作状态，调节所述振荡器的增益，在所述振荡器的应用场景需要较低的相位噪声时，使得所述振荡器具有较小的增益，以获得低的相位噪声和窄的环路带宽，在所述振荡器的应用场景所需要较宽的环路带宽时，使得所述振荡器具有较大的增益，以获得较大的环路带宽，从而使得所述振荡器既能实现低的相位噪声，又能实现宽的环路带宽和宽的频率变化范围，还不需要产生多个振荡信号产生支路，也不需要大量的逻辑电路，面积较小，成本和功耗较低。

此外，本申请实施例还提供了一种包括上述任一实施例所提供的振荡器的锁相环以及包括该锁相环的雷达系统。

如图7所示，图7为本申请一个实施例所提供的锁相环的系统结构示意图。具体的，本申请实施例所提供的锁相环(pll，phaselockloop)包括：鉴频鉴相器(pfd，phaseandfrequencydetecto)、电荷泵(cp)、环路滤波器(lpf，lowpassfilter)、振荡器(vco，voltagecontrolledoscilator)和分频器(divider)，其中，所述鉴频鉴相器的第一输入端为所述锁相环的输入端，所述鉴频鉴相器的第二输入端与所述分频器的输出端电连接，所述鉴频鉴相器的输出端与所述电荷泵的输入端电连接，所述电荷泵的输出端与所述环路滤波器的输入端电连接，所述环路滤波器的输出端与所述振荡器的输入端电连接，所述振荡器的输出端与所述分频器的输入端电连接；其中，所述振荡器为上述任一实施例所提供的振荡器。

具体工作时，fref为pll的输入信号，fdiv为pll的反馈信号，fout为pll的输出信号，pfd和cp一起负责将fref与fdiv的相位差转换为电流信号输出给lpf；lpf将电流信号转换为电压信号并滤除高频信号输出给vco；vco将电压信号转换为相位信号输出；divider根据预设的频率比n，对vco输出的相位信号进行分频，则当pll锁定时有：fout＝fref·n。

如图8所示，图8示出了锁相环的相位传递函数模型示意图。其中，θi(s)为pfd的输入相位；θe(s)为pfd两端输入的相位差；θo(s)为pll最终输出相位；f(s)为lpf的传递函数；kvco/s为vco的线性模型，s为laplace变换中的参数s＝α+j*ω，kvco为vco的增益；kd为pfd和cp的增益，具体为：其中，θe为pfd两端输入的相位差，为cp的输出电流，icp为cp的工作电流。则：

pll环路增益为：

pll传递函数为：

由h(s)的表达式可以数学推导出：kvco越大，pll的环路带宽越大，kvco越小，pll的环路带宽越小。因此，本申请实施例所提供的锁相环可以通过调节所述振荡器的增益，调节所述锁相环的环路带宽。

如图9所示，图9示出了pll相位噪声传递模型示意图，其中，φn_ref(s)为输入信号fref的噪声，φn_cp(s)为pfd和cp的噪声，φn_ctrl(s)为lpf的噪声，φn_vco(s)为vco的噪声，φn_div(s)为分频器的噪声，φn_out(s)为pll输出的总噪声。

根据所述鉴频鉴相器、电荷泵、环路滤波器和分频器的噪声传递函数可知，φn_ref(s)、φn_cp(s)、φn_ctrl(s)和φn_div(s)对应的噪声传递函数为低通函数。

具体的，φn_ref(s)对应的噪声传递函数为：

φn_cp(s)对应的噪声传递函数为：

φn_ctrl(s)对应的噪声传递函数为：

φn_div(s)对应的噪声传递函数为：

需要说明的是，降低噪声传递函数的带宽可以降低这些噪声在输出端的影响，从而使得pll具有低的相位噪声，而由公式(7)-公式(10)可知，降低噪声传递函数带宽可以通过降低振荡器的增益来实现，因此，在既需要pll切换锁定频率快速稳定，又需要pll有大的环路带宽的场景，可以通过增大kvco来获得大的带宽，同时大的kvco可以获得大的扫频带宽。

由上可知，本申请实施例所提供的锁相环，可以通过调节所述振荡器的增益，调节所述锁相环的环路带宽和相位噪声。具体的，当需要低的相位噪声时，可以设置所述振荡器具有较小的增益，以获得窄的环路带宽，从而将所述锁相环的输入信号fref、pfd、cp和divider中的噪声在所述锁相环的环路中更多的滤除，使得所述锁相环输出的信号具有较低的相位噪声，而且，所述振荡器的增益较小，还可以使得所述振荡器具有更高的q值，从而使得所述振荡器具有较低的相位噪声，从而进一步降低所述锁相环输出的信号中的相位噪声。当需要锁相环快速响应或者需要宽的扫频范围时，可以设置所述振荡器具有较大的增益，从而使得所述锁相环具有较大的环路带宽和扫频范围。

而且，相较于采用两个具有不同增益的振荡器和一个选择器的方案，本申请实施例所提供的锁相环中，所述振荡器在具有不同增益时，共用同一信号源模块和第一调节模块，无需设置更多的振荡信号产生支路和振荡信号的中心频率调节支路，从而使得本申请所提供的锁相环中，所述振荡器的芯片面积较小，功耗较低。

相应的，本申请实施例还提供了一种雷达系统，如图10所示，该雷达系统包括：信号接收模块10、信号发射模块20和时钟源30，其中，所述信号发射模块20用于基于所述时钟源30中锁相环所提供的参考频率经发射天线发射电磁波信号；所述信号接收模块10利用接收天线接收被目标物体所反射形成的回波，并基于所述时钟源30中锁相环所提供的参考频率进行下变频处理，生成并输出中频信号；所述锁相环为上述任一实施例所提供的锁相环。

可选的，在本申请的一个实施例中，所述雷达系统为毫米雷达系统，可应用于自动驾驶、工业自动化以及安检等领域中，如图11所示，在本申请的一个具体实施例中，该雷达系统还包括模数转换模块40和信号处理模块50，其中，所述信号发射模块20基于时钟源30中锁相环所提供的参考频率经发射天线发射电磁波信号；信号接收模块10利用接收天线接收被目标物体所反射形成的回波，并基于时钟源30中锁相环所提供的参考频率进行下变频处理，进而生成并输出中频信号至模数转换模块40，经所述模数转换模块40处理后传输给信号处理模块50，利用信号处理模块50对该模数转换模块40所输出的数字信号进行信号处理，进而实现对目标物的测距、测速、成像等操作。但本申请对此并不做限定，在本申请的其他实施例中，所述雷达系统还可以为其他类型的雷达系统，具体视情况而定。

综上可知，本申请实施例所提供的锁相环和雷达系统，可以通过调节所述振荡器中第二调节模块的工作状态，来调节所述振荡器的增益，从而使得包括该振荡器的锁相环以及包括该锁相环的雷达系统既能实现低的相位噪声，又能实现宽的环路带宽和宽的频率变化范围，还不需要产生多个振荡信号产生支路，也不需要大量的逻辑电路，面积较小，成本和功耗较低。

本说明书中各个部分采用递进的方式描述，每个部分重点说明的都是与其他部分的不同之处，各个部分之间相同相似部分互相参见即可。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本申请。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本申请的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本申请将不会被限制于本文所示的实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。