一种带体电极隔离MOS管中和电容放大器及终端的制作方法

一种带体电极隔离mos管中和电容放大器及终端
技术领域
1.本发明属于无线通信技术领域，尤其涉及一种带体电极隔离mos管中和电容放大器及终端。


背景技术：

2.目前，在射频放大器的设计过程中，由于mos管栅漏电容c
gd
的反馈作用，会将漏极的放大信号引入栅极输入端，容易引起放大器的振荡，影响放大器的工作状态。因此，常常使用中和电容技术，用电容将差分放大器一端mos管的栅极与另一端mos管的漏极相连接，由于两端mos管的漏极相位相反，因此可以起到抵消c
gd
的作用。在引入中和电容cn后，放大器的稳定性因子为：
[0003][0004]
其中，ω为角频率，rg为栅电阻，rd为负载电阻，gm为mos管的跨导。当 k大于等于1时，放大器无条件稳定。因此，只有当中和电容cn大小和c
gd
相近时，k的分母接近于零，k变得很大，放大器才能稳定。
[0005]
目前最常采用的中和电容是用金属平板构成的mim电容和金属插指构成的mom电容，这两种电容的容值与金属的加工情况有关，并不会随着mos管的工艺偏差产生变化，因此无法确保在不同的工艺角下都能够抵消c
gd
的影响。如图6所示，将金属电容视为容值不变的电容，按照标准工艺角tt设计电容容值，仿真放大器在不同工艺角下gmax随频率变化。gmax 曲线通常分为两段，低频部分为msg，即放大器在稳定状态下能达到的最大增益，高频部分为mag，即放大器能获得的最大增益。mag的部分表示该放大器在此频段内无条件稳定。图中，实线为tt工艺角，中和电容按照此工艺角设计，所以几乎没有msg曲线，点虚线为ss工艺角，短划线为ff工艺角。可以看到在ff和ss工艺角下放大器的gmax曲线都有很明显的 msg区间，msg到mag的转折点在10ghz左右。如果放大器加工出来mos 管的性能在ff或ss工艺角，则放大器有可能振荡在10ghz以内的频率。
[0006]
现有的最接近技术是一种将mos管的c
gd
用作中和电容的技术，并且用作中和电容的mos管的体电极和源极相连到大电阻上，其基本电路如图 2所示。图中，m1与m2为放大器的核心mos管，用来放大信号，m3与m4 为中和电容mos管，load1和load2为放大器的负载，r1为尾电阻。当r1 取值很大时，几乎不会有电流从m3和m4通过，m3与m4工作在几乎截至的状态。m3与m1的c
gd
一端都连接在正相输入信号vin+上，另一端分别连接vout-与vout+，相位相反，因此可以相互抵消，同理m4与m2的c
gd
也可以相互抵消。由于放置在一起的同种mos管，工艺偏差带来的离子注入浓度、栅氧化层厚度等的变化是同步的，因此c
gd
的抵消效果基本不会因为工艺偏差而变化，放大器在各个工艺角下都可以非常稳定。上述提到的一种中和电容方案虽然使得放大器的稳定性抗工艺波动，但是仍然存在很多问题，相应的缺点如下：相比金属中和电容增益会降低，m3和m4的源极、体电极短接到大电阻的一端，m3和m4漏电极和
体电极之间的寄生电容c
db
和一些寄生电阻会在m1和m2的漏极之间形成一条通路，这条通路会损耗输出功率，降低放大器的增益。放大器的噪声较差，射频链路中放大器的噪声性能，通常用噪声系数这一指标衡量，这一指标通常与放大器的跨导 gm呈反比，因此放大器的增益降低，等效降低了放大器的gm，进而增加了噪声系数。同时，在m3和m4的c
db
和一些寄生电阻形成的通路中，寄生电阻会将电阻热噪声引入输出端，进一步恶化输出噪声。
[0007]
通过上述分析，现有技术存在的问题及缺陷为：
[0008]
(1)现有技术相比金属中和电容增益会降低，m3和m4的源极、体电极短接到大电阻的一端，m3和m4漏电极和体电极之间的寄生电容c
db
和一些寄生电阻会在m1和m2的漏极之间形成一条通路，这条通路会损耗输出功率，降低放大器的增益。
[0009]
(2)现有技术中放大器的噪声较差，射频链路中放大器的噪声性能，通常用噪声系数这一指标衡量，这一指标通常与放大器的跨导gm呈反比，因此放大器的增益降低，等效降低了放大器的gm，进而增加了噪声系数。同时，在m3 和m4的c
db
和一些寄生电阻形成的通路中，寄生电阻会将电阻热噪声引入输出端，进一步恶化输出噪声。


技术实现要素：

[0010]
针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种带体电极隔离mos管中和电容放大器及终端。
[0011]
本发明是这样实现的，一种带体电极隔离mos管中和电容放大器，所述带体电极隔离mos管中和电容放大器设置有第一mos管、第二mos管、第三 mos管、第四mos管；
[0012]
第一mos管中的栅极接正相输入信号端vin+，第一mos管中的漏极接正相输出信号端vout+；第二mos管中的栅极接反相输入信号端vin-，第二 mos管中的漏极接负相输出信号端vout-；
[0013]
第三mos管中的源极连接第一电阻，第三mos管中的体电极连接第二电阻；第四mos管中的源极连接第一电阻，第四mos管中的体电极连接第三电阻。
[0014]
进一步，所述第一mos管设置有源极、体电极，源极、体电极接地。
[0015]
进一步，所述第二mos管设置有源极、体电极，源极、体电极接地。
[0016]
进一步，所述第三mos管设置有栅极，栅极接正相输入信号端vin+，第三mos管中的漏极接负相输出信号端vout-。
[0017]
进一步，所述第四mos管设置有栅极，栅极接反相输入信号端vin-，第四 mos管中的漏极接正相输出信号端vout+。
[0018]
进一步，所述正相输出信号端vout+与第一负载连接，第一负载与电源vdd 连接。
[0019]
进一步，所述负相输出信号端vout-与第二负载连接，第二负载与电源vdd 连接。
[0020]
进一步，所述第一电阻一端接地，第二电阻一端接地，第三电阻一端接地。
[0021]
进一步，所述第一mos管和第二mos管的尺寸大小相同，第三mos管和第四mos管的尺寸大小相同；
[0022]
第二电阻和第三电阻的大小相同，第一电阻、第二电阻和第三电阻取值在千欧姆及以上量级。
[0023]
本发明的另一目的在于提供一种无线通信终端，所述无线通信终端安装有所述带体电极隔离mos管中和电容放大器。
[0024]
本发明的另一目的在于提供一种射频芯片，所述射频芯片包含所述带体电极隔离mos管中和电容放大器。
[0025]
结合上述的技术方案和解决的技术问题，从以下几方面分析本发明所要保护的技术方案所具备的优点及积极效果为：
[0026]
第一、针对上述现有技术存在的技术问题以及解决该问题的难度，紧密结合本发明的所要保护的技术方案以及研发过程中结果和数据等，详细、深刻地分析本发明技术方案如何解决的技术问题，解决问题之后带来的一些具备创造性的技术效果。具体描述如下：
[0027]
本发明将两个mos管的体电极分别连接大电阻到地，再将源极互连后接大电阻到地，把这两个工作在截止区的mos管交叉连接在放大器两个核心mos 管的栅极和漏极之间，将两者的c
gd
相互抵消，从而实现放大器的全频带稳定。用作中和电容的mos管和放大器核心mos管的漏极、体电极的直流电位相同， c
gd
受工艺偏差的影响程度相似。因此，本发明的中和电容可以跟随放大器核心 mos管的工艺波动，使得在不同的工艺角下，放大器都全频带稳定，防止放大器自激振荡，产生不需要的输出频率。本发明采用体电极隔离技术设计mos管中和电容，切断了中和电容mos管的c
db
和寄生电阻引入的通路，不会造成差分输出端的损耗，因此有着良好的增益性能。本发明的体电极隔离大电阻，可以切断体电极到地电位的交流通路，抑制体电极的寄生电阻作为噪声源将热噪声传递到放大器输出端，有助于改善放大器的噪声性能。
[0028]
第二，把技术方案看做一个整体或者从产品的角度，本发明所要保护的技术方案具备的技术效果和优点，具体描述如下：
[0029]
本发明将用作中和电容的mos管的体电极分别接大电阻到地，隔绝了c
db
和寄生电阻在放大器差分输出两端形成的通路，因此可以提高放大器的增益，优化放大器的噪声系数，有助于射频芯片整体性能的提升。本发明通过将mos 管电容的体电极单独接大电阻到地的方式，优化了放大器的增益和噪声性能。本发明通过对原本的mos管中和电容技术进行改进，通过将中和电容mos管的体电极单独接大电阻到地的方式，隔绝了c
db
和部分寄生电阻对输出端增益的损耗，抑制了传递到输出端的体电极寄生电阻的热噪声。因此本发明的放大器有着较好的增益和噪声性能。本发明采用的mos管电容利用了同种mos管加工时的一致性，因此可以跟随放大器核心mos管的c
gd
变化，使得在不同的工艺角下，放大器全频带稳定，防止放大器自激振荡影响工作状态和产生干扰频率。从增益、噪声、稳定性的角度考虑，本发明的放大器方案有助于射频芯片整体性能的提升。
[0030]
第三，作为本发明的权利要求的创造性辅助证据，还体现在以下几个重要方面：
[0031]
(1)本发明的技术方案转化后的预期收益和商业价值为：本发明通过改进中和电容技术，提高了放大器的稳定性相对工艺波动的抗性，提高了产品的良率。本发明相对传统的mos管电容提升了放大器的噪声系数和增益性能，因此可应用于高性能的低噪声放大器、驱动放大器等放大器产品中。
[0032]
(2)本发明的技术方案解决了人们一直渴望解决、但始终未能获得成功的技术难题：
[0033]
传统射频放大器的设计中，如果采用金属电容作中和电容，就无法跟踪mos 管的工艺波动，容易发生稳定性问题；如果采用传统的mos管中和电容技术，虽然稳定性良好，但是增益和噪声系数会下降，影响了放大器的性能。本发明在保证放大器稳定性抗工艺波动
的同时，兼顾了放大器的增益和噪声性能。
附图说明
[0034]
图1是本发明实施例提供的带体电极隔离mos管中和电容放大器结构示意图；
[0035]
图2是本发明实施例提供的带体电极源极短接型mos管中和电容的放大器电路图；
[0036]
图3是本发明实施例提供的在不同工艺角下gmax随频率变化的仿真情况示意图；
[0037]
图4是本发明实施例提供的放大器gmax随频率变化对比示意图；
[0038]
图5是本发明实施例提供的放大器的nfmin随频率变化对比示意图；
[0039]
图6是本发明实施例提供的带金属中和电容的放大器在不同工艺角下的稳定性示意图；
[0040]
图中：1、第一负载；2、正相输出信号端vout+；3、第三mos管；4、正相输入信号端vin+；5、第一mos管；6、第二电阻；7、第一电阻；8、第三电阻；9、第二mos管；10、反相输入信号端vin-；11、第四mos管；12、负相输出信号端vout-；13、第二负载。
具体实施方式
[0041]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0042]
一、解释说明实施例。为了使本领域技术人员充分了解本发明如何具体实现，该部分是对权利要求技术方案进行展开说明的解释说明实施例。
[0043]
如图1所示，本发明实施例提供的带体电极隔离mos管中和电容放大器中第一mos管5中的源极、体电极接地，第一mos管5中的栅极接正相输入信号端vin+4，第一mos管5中的漏极接正相输出信号端vout+2；第二mos 管9中的源极、体电极接地，第二mos管9中的栅极接反相输入信号端vin-10，第二mos管9中的漏极接负相输出信号端vout-12；第三mos管3中的源极连接第一电阻7，第三mos管3中的体电极连接第二电阻6，第三mos管3中的栅极接正相输入信号端vin+4，第三mos管3中的漏极接负相输出信号端 vout-12；
[0044]
第四mos管11中的源极连接第一电阻7，第四mos管11中的体电极连接第三电阻8，第四mos管11中的栅极接反相输入信号端vin-10，第四mos管 11中的漏极接正相输出信号端vout+2；正相输出信号端vout+2与第一负载1 连接，第一负载1与电源vdd连接；负相输出信号端vout-12与第二负载13 连接，第二负载13与电源vdd连接；第一电阻7一端接地，第二电阻6一端接地，第三电阻8一端接地。第一mos管5和第二mos管9的尺寸大小相同，第三mos管3和第四mos管11的尺寸大小相同；第二电阻6和第三电阻8 的大小相同，第一电阻7、第二电阻6和第三电阻8需要取值在千欧姆及以上量级。
[0045]
本发明的工作原理为：第一mos管5与第二mos管9为放大器的核心 mos管，用来放大信号，第三mos管3与第四mos管11为中和电容mos 管。当第一电阻7取值很大时，几乎不会有电流从第三mos管3与第四mos 管11通过，第三mos管3与第四mos管11工作在几乎截至的状态。第三 mos管3与第一mos管5的c
gd
一端都连接在正相输入信号端vin+4，另一端分别连接负相输出信号端vout-12与正相输出信号端vout+2，相位相反，因此可以相互抵消，同理第四mos管11与第二mos管9的c
gd
也可以相互抵消。第三mos管3和第四mos管11的体电极分别
通过大第二电阻6、第三电阻8 与地连接，因此体电极的直流电位为地电位。第一mos管5、第二mos管9、第三mos管3和第四mos管11的漏极和体电极的直流电位相同，漏极和体电极之间耗尽区的情况相似。
[0046]
二、应用实施例。为了证明本发明的技术方案的创造性和技术价值，该部分是对权利要求技术方案进行具体产品上或相关技术上的应用实施例。
[0047]
本发明相对传统的mos管电容提升了放大器的噪声系数和增益性能，因此可应用于高性能的低噪声放大器、驱动放大器等放大器产品中。可以应用在射频芯片中，无线通信芯片、雷达芯片等。
[0048]
三、实施例相关效果的证据。本发明实施例在研发或者使用过程中取得了一些积极效果，和现有技术相比的确具备很大的优势，下面内容结合试验过程的数据、图表等进行描述。
[0049]
在现有技术中，如图2所示，m3与m4的体电极与源极短接到大电阻r1 的一端，体电极电位高于地电位，因此m3、m4和m1、m2的漏极和体电极之间的耗尽区情况不同。而这个耗尽区对电容c
gd
的影响很大，所以，本发明相比之现有技术，核心mos管的c
gd
与中和电容mos管的c
gd
有着更相似的环境，两电容之间的一致性更好，也就更抗工艺波动。如图3所示，按照tt工艺角设计m3和m4的尺寸，仿真放大器在tt、ff和ss工艺角下的gmax随频率变化的曲线。其中，实线为tt工艺角，点虚线为ff工艺角，短划线为ss工艺角。对比图6和图3可以看出，在不同的工艺角下，放大器在全频段内没有明显的从msg 到mag的转折点，几乎都处于mag的状态下，因此可以做到在不同的工艺角下全频带稳定。m3、m4的体电极通过大电阻r2、r3到地，因此，m3、m4 的c
db
和寄生电阻引起通路被切断，不会加剧输出节点的损耗，所以相比体电极、源极短接的方案，本发明的放大器增益更高。
[0050]
如图4所示，为放大器的gmax随频率变化的情况，其中，黑色实线为本发明放大器的gmax，灰色虚线为体电极源极短接方案放大器的gmax，两方案的m1-2尺寸、直流偏置电压相同。从图4可以看出，本发明放大器的gmax在各个频点均大于体电极源极短接方案放大器的gmax，在50ghz时，本发明比现有技术的gmax高出0.8db，在90ghz时，本发明的gmax为5.01db，现有技术gmax为4.34db，本发明比现有技术高出了0.67db。大电阻r2和r3有很强的隔离作用，体电极寄生电阻产生的热噪声会遇到一个高阻的回路，因此不会叠加到放大器的输出端，所以可以相比体电极、源极短接的方案，有更低的噪声系数。如图5所示，黑色曲线为本发明放大器的nfmin，灰色虚线为现有技术放大器的nfmin。在全频段内，本发明放大器的nfmin均小于现有技术的 nfmin。50ghz时，本发明的nfmin为2.7662db，现有技术的nfmin为2.9299db，本发明比现有技术低0.1637db；100ghz时，本发明的nfmin为4.9113db，现有技术的nfmin为5.1738db，本发明比现有技术低0.2625db。频率越高，现有技术体电极处的寄生电阻通过c
db
等电容的通路进入输出端的噪声越多，因此，频率越高，本发明对nfmin改善越多。
[0051]
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，都应涵盖在本发明的保护范围之内。