专利名称：具有级间匹配saw谐振器的saw滤波器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种表面声波滤波器，尤其涉及改善谐振式表面声波滤波器的传输特性。
表面声波(下文记作SAW)器件一般具有一个在压电基底上激励表面声波的叉指式变换器(IDT)。叉指式变换器可设计得使SAW器件具有各种不同的特性和功能，滤波功能是其中最重要的功能。过去，表面声波在两个或两个以上叉指式变换器之间传播的SAW滤波器占主导地位，但许多最新研究已经集中在谐振式SAW滤波器上。
一个SAW谐振器有一个单一的叉指式变换器，并可有一些反射器保持表面声波不从叉指式变换器逃逸。SAW谐振器的阻抗特性十分类似于电感-电容(LC)谐振器的阻抗特性，因此一个包括SAW谐振器的SAW滤波器可以用标准的电滤波器设计方法设计。特别是，多极SAW滤波器可以用这一方法设计。一个简单的例子是具有π或T型结构的两级SAW滤波器。
但是，在过去，对多级SAW滤波器不同级之间的阻抗匹配加上了不适当的考虑。这似乎就是在SAW滤波器特性中常常见到的某些问题的原因，限制了这种滤波器的使用。下面将给出进一步的细节。
本发明的一个总的目的是改善谐振式SAW滤波器的传输特性。
一个更具体的目的是降低通带低频端的插入损耗。
另一个目的是降低通常低频端的反射损耗。
再一个目的是增加谐振式SAW滤波器的上阻带中的衰减。
再又一个目的是增加上阻带的宽度。
本发明的谐振式SAW滤波器具有多个耦接在一个梯形网中的谐振式SAW谐振器，SAW谐振器具有形成在一个压电基座上的相应叉指式变换器。梯形网络至少有一个包括一个第一梯级和一个第二梯级的π型节，总起来说用至少一个串联臂SAW谐振器和至少两个并联臂SAW谐振器组成。
π型节还包括一个与串联臂SAW谐振器串联连接的级间匹配SAW谐振器。级间匹配SAW谐振器有一个指状电极间距基本上等于串联臂SAW谐振器的叉指式变换器的指状电极间距的叉指式变换器。级间匹配SAW谐振器可减少π型节的第一和第二梯级之间的阻抗失配。
如果级间匹配SAW谐振器和串联臂SAW谐振器中的叉指式变换器具有恰好一样的指状电极间距，这两个SAW谐振器就可合并成一个单一的SAW谐振器。
如果指状电极间距不是恰好一样，则级间匹配SAW谐振器中的叉指式变换器应当具有此串联臂SAW谐振器中的叉指式变换器更窄的指状电极间距，以使级间匹配SAW谐振器的谐振频率和反谐振频率高于串联臂SAW谐振器的谐振频率和反谐振频率。
π型节可以具有多个级间匹配SAW谐振器，共同减少π型节的第一和第二梯级之间的阻抗失配。在这一情形，各级间匹配SAW谐振器最好用具有不同指状电极间距的叉指式变换器，全部指状电极间距都比串联臂SAW谐振器中的指状电极间距更窄些。
通过减少π型节的第一和第二梯级之间的阻抗失配，级间匹配SAW谐振器(或诸谐振器)改善了SAW滤波器的传输特性，特别是在通带低频端的插入损耗和反射损耗方面。
如果级间匹配SAW谐振器(或诸谐振器)中的指状电极间距窄于串联臂SAW谐振器中的指状电极间距，则在SAW滤波器的上阻带中会产生一个或多个额外的衰减极点，增加上阻带的衰减和宽度。
在附图中
图1示出一个SAW谐振器的平面视图；图2A、2B和2C示出反射器符号与可使用在图1中的两种反射器；图3是图1中的SAW谐振器的等效电路图4说明图3的等效电路的电抗特性；图5A和5B示出两种具有梯形电路结构的单级谐振式滤波器；图6示出图5A和5B中的滤波器的电抗和损耗特性；图7示出具有梯形结构的常规四级谐振式滤波器；图8示出另一种具有梯形结构的常规四级谐振式滤波器；图9示出一个口径W的SAW谐振器；图10示出串联连接的两个口径为W的SAW谐振器；图11示出一个等效于图10中的两个SAW谐振器的合并SAW谐振器；图12示出并联连接的两个口径为W的SAW谐振器；图13示出一个等效于图12中两个SAW谐振器的合并SAW谐振器；图14说明具有图8所示结构的常规谐振式SAW滤波器的损耗特性；图15说明一个具有T型结构的两级谐振式SAW滤波器；图16说明一个具有π型结构的两级谐振式SAW滤波器；图17说明一个端接特性阻抗Zo的二端口电网络；图18说明一个级联的二端口电网络对；图19示出一个具有用于匹配目的的插入阻抗Zm的级联二端口电网络时，说明本发明的基本概念；图20是一个两级谐振式SAW滤波器的原理图，说明本发明的第一实施例；图21说明图20中的SAW滤波器的损耗特性；图22是一个三级谐振式SAW滤波器的原理图，说明第一实施例的一个变例；图23是一个两级谐振式SAW滤波器的原理图，说明本发明的第二实施例；图24说明图23中的SAW滤波器的损耗特性；图25是一个两级谐振式SAW滤波器的原理图，说明本发明的第三实施例；以及图26说明图25中的SAW滤波器的损耗特性。
在进一步叙述现有技术和本发明针对的问题之后，将参照附图叙述本发明的诸实施例。
图1示出一个SAW谐振器10，具有一个例如说用钽酸锂(LiTaO3)、铌酸锂(LiNbO3)或晶体石英制成的压电基座11。在压电基座11上淀积一层金属膜并形成一个输入端子12、一个输出端子13、一个具有多个指状电极14a的叉指式变换器14以及一对放置在叉指式变换器14的两侧的反射器15-1和15-2的图案。如果不必要的话，可以去掉反射器15-1和15-2。
图2A单独示出的反射器通用符号可以表示各种型式的反射器；图2B和2C示出反射器的两种主要型式。图2B的反射器具有例如说50至100个指状电极15a，互相连接得使整个反射器短路。图2C中的反射器除了指状电极15a完全互不相连、指状电极是开路的之外都相同。两种型式的反射器以基本一样的方式影响SAW滤波器的特性。
反射器存在时，为得到所需要的阻抗，反射器15-1和15-2可以放置在距叉指变换器14的各种不同距离处。一般的作法是这样来放置反射器，使得叉指式变换器14一端的电极14a的中心线与反射器相邻端的指状电极15a之间的距离基本上等于叉指式变换器14所激励的表面声波的一半波长。
叉指式变换器14和反射器15-1与15-2系在同一个制造工艺步骤中形成，以使它们具有同样的薄膜厚度且由同样的材料制成。薄膜厚度一般从几百埃到几千埃。薄膜材料通常为铝或者以铝为主要成份的合金，但金或钛膜或者从这些金属之一为主要成份的合金也可以使用。
图3示出一个普遍用来近似SAW谐振器10的特性的等效LC电路。电路包括串联的一个电感L、一个电容C1和一个r以及另一个与元件L、C1和r并联的电容Co。这一电路具有图4所示的电抗特性，图中频率(以赫兹为单位)表示在水平轴上，电抗(以欧姆为单位)表示在垂直轴上。Fr是谐振频率(整个电路在该频率具有一个很低的阻抗)。Fa是反谐振频率(该频率阻抗很高)。用具有这种电抗特性的元件设计电滤波器是非常现成的技术。
图5A和5B示出使用上述型式谐振器的两种基本滤波器结构。两种滤波器都是具有输入端子21-1和22-1、输出端子21-2和22-2、一个并联臂谐振器23以及一个串联臂谐振器24的单级梯形网络20。图5A中滤波器的输入阻抗等于图5B中滤波器的输出阻抗，并且图5A中滤波器的输出阻抗等于图5B中滤波器的输入阻抗。这些阻抗的相等性在具有图5A和5B所示结构的滤波器节级联组成多级滤波器时具有重要意义。
如果并联臂谐振器23的反谐振频率大体上等于串联臂谐振器24的谐振频率，图5A或图5B所示的单级梯形网络将起到一个带通滤波器的作用。这一条件还导致输入端子21-1和22-1和输出端子21-2和22-2之间的良好阻抗匹配。
图6示出谐振器23和24的电抗特性以及满足这一条件时图5A和5B中的梯形网络20的损耗特性。频率(以赫兹为单位)示于水平轴上，电抗(以欧姆为单位)示于垂直轴的上面部分，而损耗(以分贝为单位)则示于垂直轴的下面部分。在图的上面部分，Xp表示并联臂谐振器23的电抗特性，而Xs表示串联臂谐振器24的电抗特性。黑色星号表示并联臂谐振器23的谐振频率。黑色圆点表示并联臂谐振器23的反谐振频率，也表示串联臂谐振器24的谐振频率。白色星号表示串联臂谐振器24的反谐振频率。在图的下面部分，带白色圆点的曲线25表示插入损耗特性，不带白色圆点的曲线26表示反射损耗特性。插入损耗特性25是一个具有将串联臂谐振器24的谐振频率向上向下扩展了的通带的带通滤波器的损耗特性。
如果梯形网络的级数增加，则上下阻带的衰减增加，但通带的插入损耗也要增加。因此级数由所要求的滤波器特性决定。随着级数的增加，谐振器23和24的数量成正比增加。
图7示出一个常规四级谐振式梯形滤波器的初步设计。这个设计将图5A和5B所示型式的四个梯形级20-n级联在一起，每一级20-n包括一个并联臂谐振器23-n和一个串联臂谐振器24-n(n＝1，2，3，4)。如图所示，这个设计需要八个谐振器。
为了防止各级之间的信号反射，各级都安排得使具有相等阻抗的端子互相连接。结果，并联臂谐振器23-2与23-3在梯形网络的同一部位并联连接。同样地，串联臂谐振器24-1和24-2在同一部位串联连接；而且，谐振器24-3和24-4也在同一部位串联连接。
串联或并联连接的两个相邻谐振器一般可以合并成一个具有和用两个谐振器制成的串联或并联电路基本上一样的阻抗特性的单一谐振器。这种合并将图7的滤波器简化成仅有五个谐振器的图8所示结构。图8的谐振器24-12等效于图7中谐振器24-1和24-2的合并结果；图8的谐振器24-34等效于图7中谐振器24-3和24-4的合并结果；图8的谐振器23-23等效于图7中谐振器23-2和23-3的合并结果；并且图8的谐振器23-1和23-4与图7的谐振器23-1和23-4一样。
在使用SAW谐振器时，可以用下面的技术把两个谐振器合并成一个。
图9示出一个单个常规SAW谐振器10A，具有一个输入端子12，一个输出端子13和一个具有指状电极14a的叉指式变换器14。反射器可以存在，不过为简化附图而把它们略去了。参数W是指状电极14a的叉指部分的宽度，称为叉指式变换器14的口径。参数λ(等于相邻指状电极的中心线之间距离的两倍)是叉指式变换器14所激励的表面声波的波长。
当两个这样的SAW谐振器10A-1和10A-2如图10所示那样串联连接时，它们可以合并成一个具有一半口径(W/2)的单个SAW谐振器10A-12，如图11所示。当同样的两个SAW谐振器10A-1和10A-2如图12所示那样并联连接时，它们可以合并成一个具有两倍口径(2W)的单个SAW谐振器10A-12，如图13所示。
这一技术所以行得通，是因为SAW谐振器10A和10B的阻抗特性由其指状电极14a的静态电容所主导。如果相等电容量C的两个电容器串联，则它们的合成电容量为C/2，而如果把它们并联，则它们的合成电容量为2C。同样地，图11的SAW谐振器10A-12具有图9中SAW谐振器10A的一半静态电容量，而图13的SAW谐振器10A-12则具有图9中SAW谐振器10A的两倍静态电容量。
这一用于合并SAW谐振器的技术是不精确的，不过通过实验已经肯定图11的SAW谐振器具有基本与图10中两个SAW谐振器一样的阻抗特性，并且图13的SAW谐振器具有基本上与图12中的两个SAW谐振器一样的阻抗特性。
因此，图8的四级梯形滤波器(仅用五个SAW谐振器)能够给出基本上恒同于图7的较大四级滤波器的阻抗特性和传输特性。一般，谐振式SAW滤波器所需要的SAW谐振器数目大致等于梯级数。同样正确的是，阻带衰减基本上与梯级数成正比增加，因此，一旦确定所需要的滤波器特性，级数也就确定了，正像前面指出的一样。
图14说明具有图8所示梯形结构的谐振式SAW滤波器的传输特性(插入损耗和反射损耗)。水平轴表示频率，垂直轴表示损耗(以分贝为单位)，曲线27表示插入损耗特性，并且曲线28表示反射损耗特性。有问题的区域是插入损耗特性不对称塌落下降的区域A1和反射损耗特性下降中带不必要上升的区域A2。两个问题均表示由于级间阻抗失配引起的不必要损耗。
虽然有问题的区域被限制在通常的低频端，但这并不意味着可以不重视。插入损耗特性一般用通带的最大插入损耗表示，因此低频端的高损耗不能用高频端的低损耗弥补。整个通带上的插入损耗特性曲线变化或波动越小越好。
区域A1的插入损耗问题可分析如下当一个谐振式SAW滤波器仅有图5A和5B所示的一个梯级时，插入损耗特性如图6所示那样是接近对称的，但是当加上更多的梯级时，插入损耗曲线开始在低频端以一个随着级数的增加而越来越陡的角度向下倾斜。因此，问题的原因似乎就在于级间的耦合。
实验和模拟进一步提醒我们问题是由梯形网络中出现π型节而引起的。一个两级滤波器的插入损耗特性，在梯形网络具有π型结构时会下降，在梯形网络具有T型结构时则不会下降。一个三级或三级以上的梯形网络总要包括一个π型节，并且总是在通带的低频端表现出插入损耗特性的下降。
图15示出一个包括三个SAW谐振器23-00、24-02的T型两级梯形网络。两个串联臂SAW谐振器24-01和24-02具有同一样的结构，两者均等效于图7中的谐振器24-1、24-2、24-3和24-4的任何一个。并联臂SAW谐振器23-00等效于图7中的两个谐振器23-2和23-3的合并结果，或者等效于图8中的谐振器23-23。
图16示出一个包括三个SAW谐振器23-01、23-02和24-00的π型两级梯形网络。两个并联臂SAW谐振器23-01和23-02具有同一样的结构，两者均等效于图7中的谐振器23-1、23-2、23-3和23-4。串联臂SAW谐振器24-00等效于图7中的两个谐振器24-1和24-2(或24-3和24-4)的合并结果，或者等效于图8中的谐振器24-12(或24-34)。
比较图15和16提醒我们插入损耗特性下降的根源在π型网络的左侧和右侧互相连接之处，即在图16的串联臂SAW谐振器24-00中。
一般，在任意的两端口电网络互相连接时，为了把由于级间反射引起的损耗减至最小和降低插入损耗，从互连的端子看，两个网络的阻抗数值应当互为共轭。但是，在常规的谐振式SAW滤波器设计中，这一点一般都忽视了。具有相等阻抗数值的端子互相连接，以减少级间反射，这一做法在理论上是不正确的。
图17示出一个具有输入端子31-1和32-1以输出端子31-2和32-2的任意两端口电网络30。输入端子31-1和32-1端接一个特性阻抗Zo。32-2看见的阻抗Z可以表示为R+jX，其中R为电阻，X为电抗，j为一个等于-1的平方根的复数。
图18示出一对用常规谐振式SAW滤波的方式级联的两端口电网络30，简单地把它们的输出端子31-2和32-2互相连接起来。正如由互连端子31-2和32-2所看到的一样，两个网络30具有同一样的阻抗R+jX，因此它们的阻抗不是互相共轭的，并且失配损耗不可避免。
根据互连理论，如果从端子31-2和32-2看，一个两端口电网络30的阻抗是R+jX，则另外的两端口电网络应当具有共轭阻抗R-jX。如果满足这一共轭阻抗匹配条件，则两个阻抗的电抗分量将抵消，并且失配损耗将减至最小。
图19示出在从其输出端子31-2和32-2看两个两端口电网络30具有同一样的阻抗R+jX时满足这个条件的一种方法。将一个阻抗Zm与两个输出端子31-2串联连接。Zm是一个具有阻抗值-2jX的纯电抗。因而从每对输出端子31-2和32-2看到的阻抗在朝Zm的方向看时都是R-jX并且在相反的方向都是R+jX。这便是在本发明中采用的办法。
Zm的理想数值是-2jX，但在实际上，失配损耗可以通过任何适当接近-2jX的Zm数值来降低。图18中的问题是级联网络具有每个两端口电网络30单独拥有的电抗(jX)的两倍(2jX)。图19中的Zm(将这个电抗从2jX减少到一个较小的数值)的任何数值都将缓解这个问题。第一实施例参照图20，本发明的第一实施例是一个具有π型梯形网络结构的两级谐振式SAW滤波器。第一梯级40-1具有输入端子41-11和42-11，输出端子41-12和42-12，一个耦连在输入端子41-11和42-11之间的并联臂SAW谐振器43-11以及一个耦连在端子41-11和41-12之间的串联臂SAW谐振器44-1。第二梯级40-2具有输入端子41-21和42-21，输出端子41-22和42-22，一个耦连在输出端子41-22和42-22之间的并联臂SAW谐振器43-2，以及一个耦连在端子41-21和41-22之间的串联臂SAW谐振器44-2。SAW谐振器43-1、43-2、44-1和44-2与图1或图9所示的常规SAW谐振器相似。二个并联臂SAW谐振器43-1和43-2互相恒同，并有相等的阻抗值。同样，两个串联臂SAW谐振器44-1和44-2相互恒同并具有相等的阻抗值。
第一实施例的一个新奇特点是一个级间匹配SAW谐振器51与端子41-12和41-21串联连接。级间匹配SAW谐振器51像在图19中说明的一样，通过减少两个级联的梯级40-1和40-2的合成电抗来降低两个梯级之间的失配损失。
如果第一级的输入端子41-11和42-11以及第二级的输出端子41-22和42-22都端接一个特性阻抗Zo，则从端子41-12和42-12看见的第一梯级40-1的阻抗恰好等于从端子41-21和42-21看见的第二梯级40-2的阻抗，它在通常的低频部分具有一个相当高的感抗数值。在通带的其余部分，电抗可以是感性的，或者可以是容性的，但其绝对值将小于通带低频端电抗绝对值的10倍以上。这就是为什么在第一梯级40-1和第二梯级40-2以常规方式互相连接时，插入损耗特性的下降会出现在靠近通带的低频端的地方而不在别的部位的原因。
因此级间匹配SAW谐振器51应当具有一个在通常的低频部分带有容抗成分的阻抗，电抗的绝对值基本上等于两级40-1和40-2在通带这一部分的电抗绝对值之和。在通带的其他部分，级间匹配SAW谐振器51应当有一个较小绝对值的电抗。级间匹配SAW谐振器51的阻抗的电阻分量应当尽可能地小。
满足这些条件的常规阻抗元件不容易找得到。也许借助不同阻抗元件的组合可以满足这些条件，但其最终结构将会很大、很复杂和不切实际。但是，通过研究SAW谐振器44-1(或44-2)和43-1(43-2)的阻抗特性，本发明人发现在靠近滤波器通带的低频端处，电抗是容性的，并且如果采取一定的步骤，一个类似于SAW谐振器44-1、44-2、43-1和43-2的SAW谐振器可以用作级间匹配SAW谐振器51。
级间匹配SAW谐振器51最好与串联臂SAW谐振器44-1(或44-2)相类似。如果级间匹配SAW谐振器51具有基本上与串联臂谐振器44-1和44-2同一样的谐振和反谐振频率，它就可以与这些SAW谐振器44-1和44-2串联插入，而不会对滤波器的传输特性有任何大的不利影响。因此，在下面的叙述中，级间匹配SAW谐振器51的结构将以SAW谐振器44-1的结构为基础。特别是，级间匹配SAW谐振器51中的叉指式变换器将具有和串联臂SAW谐振器44-1的叉指式变换器一样的指状电极数目和一样的间距。
在下面的叙述中，名词“间距”总是指指状电极的间距。
正如上面所说明的，对第一和第二梯级40-1和40-2在通带低频部分的电抗分量的考虑引出一个结论级间匹配SAW谐振器51的阻抗应当等于两个串联臂SAW谐振器44-1和44-2的阻抗之和；也就是说，级间匹配SAW谐振器51应当等效于两个SAW谐振器44-1和44-2的串联合并结果。由于这两个SAW谐振器44-1和44-2恒同，所以级间匹配SAW谐振器51应当等效于串联臂SAW谐振器44-1的两个拷贝相串联连接。上述用于合并SAW谐振器的技术指出，当串联臂SAW谐振器44-1具有一个口径W1的叉指式变换器时，级间匹配SAW谐振器51除了其叉指式变换器的口径必须是W/1/2以外，应当基本上恒同于串联臂SAW谐振器44-1。
由于两个串联臂SAW谐振器44-1和44-2以及级间匹配SAW谐振器51的指状电极全都具有同一样的间距，因此有可能进一步合并这些谐振器。例如，串联臂SAW谐振器44-1和级间匹配SAW谐振器51可合并成一个单一的SAW谐振器，或者是全部三个SAW谐振器44-1、44-2和51合并成一个单一的谐振器。但是，如果全部三个谐振器44-1、44-2和51合并成一个单一的SAW谐振器，则所得到的SAW谐振器可能不具有恰好是所需要的阻抗特性，因此，可能必需对指状电极数或口径作一些调整。
下一步，将叙述第一实施例的工作当图20的输入端子41-11和42-11接收到一个高频信号时，就在所有全部SAW谐振器43-1、43-2、44-1、44-2和51的叉指式变换器的指状电极间产生电压差并激励出表面声波，使这些SAW谐振器43-1、43-2、44-1、44-2和51呈现出类似于晶体谐振器或常规LC谐振器的阻抗特性。包括有这些谐振器的整个梯形网络则表现出一个带通滤波器的特性。
放置得与第一梯级40-1和第二梯级40-2串联的新颖的级间匹配SAW谐振器51校正通带低频部分的传输特性，从而减少通带中插入损耗特性的最大与最小值之间的差。结果得到的是一条具有更均匀插入损耗的较平坦的通带特性。具有通带内的频率的信号在输出端子41-22和42-22处以大致均匀一致的强度输出，而具有通带之外的频率的信号则在输入端子41-11和42-11处被反射并且在输出端子41-22和42-22处没有输出。
图21示出第一实施例的效果。水平和垂直轴分别表示以赫兹为单位的频率和以分贝为单位的损耗。曲线45是插入损耗特性；曲线46是反射损耗特性。如果将区域B1和B2与图14的对应区域A1和A2相比较，很明显，第一实施例的插入损耗特性在区域B1不像区域A1中的常规特性那样下降，而且区域B2中的反射损耗特性被大大改善了。这表明在滤波器两级之间的良好阻抗匹配条件。
通带低频部分改善了的插入损耗特性会降低通带波纹并改善滤波器的插入损耗率。目前，尽管又重又大又费钱，介电滤波器仍然被用在移动电话机例如汽车电话机和便携式电话机中，尤其是用在这些电话机的天线共用器电路中。借助第一实施例所获得的传输特性改善将能够在这些移动电话机的各个部件中使用SAW滤波器，显著缩减其尺寸和成本并改善其性能。改善了的传输特性还使得第一实施例可适合用于不便使用常规SAW滤波器的各种其他应用。
图22示出第一实施例的一个具有三级而不是两级的变例。
第一梯级40-1包括端子41-11、42-11、41-21、和42-21，一个并联臂SAW谐振器43-1以及一个串联臂SAW谐振器44-1。第二梯级40-2包括端子41-21、42-21、41-22和42-22，一个并联臂SAW谐振器43-2以及一个串联臂SAW谐振器44-2。第三梯级40-3包括端子41-31、42-31、41-32和42-32，一个并联臂SAW谐振器43-3以及一个串联臂SAW谐振器44-3。三个并联臂SAW谐振器43-1、43-2和43-3具有同一样的间距和同一样的阻抗特性。串联臂SAW谐振器44-1、44-2和44-3同样具有同一样的间距和同一样的阻抗特性。全部三个串联臂SAW谐振器44-1，44-2和44-3具有同一样的口径W1。
并联臂SAW谐振器43-1和43-2可以借助图12和13所示的技术合并成一个单一的SAW谐振器，并且SAW谐振器44-2和44-3可以借助图10和11所示的技术合并成一个单一的SAW谐振器，不过为了简化叙述，这里将不进行这些合并。
第二和第三梯级40-2和40-3组成梯形网络中的一个π型节，因此，为了校正端子41-22和42-22与端子41-31和42-31之间出现的阻抗失配，将一个级间匹配SAW谐振器52耦接在端子41-22和41-31之间。这个SAW谐振器52具有和串联臂SAW谐振器44-1、44-2及44-3一样的间距，如果指状电极数也一样，则口径可以确定如下。
如果端子41-11和42-11端接一个特性阻抗Zo，则端子41-22和42-22左边包括有第一和第二级40-1和40-2的滤波器电路部分的阻抗(从这两个端子41-22和42-22看)，可以表示为Z1＝(R1+jX1)。如果端子41-32和42-32端接一个特性阻抗Zo，则端子41-31和42-31右边包括有第三级40-3的滤波器部分的阻抗(从这两个端41-31和42-31看)，可以表示为Z2＝(R2+jX2)。
为了把失配损耗减到最小，级间匹配SAW谐振器52在通带内应当具有尽可能小的电阻性阻抗分量，并且其电抗应当大体上等于-j(X1+X2)。假设SAW谐振器52具有和谐振器44-1一样的指状电极数，则SAW谐振器52的口径应当大体等于W1×X2/(X1+X2)。这个公式是从SAW谐振器44-1和52的叉指式变换器的静态电容比率(等于它们的口径比率的倒数)导出来的。
当SAW滤波器具有三级或三级以上时，可能会有一个以上的π型节，校正出现于这些π型节的串联臂中的失配损耗会变得更加复杂。但是，通过将整个滤波器电路分成若干较小的部分(不分开任何一个π型节)，使每个较小部分刚好具有二或三级，这个复杂性就可降低。如果将级间匹配SAW谐振器加到各个二级或三级部分(其中出现一个π型节)，像在图20或22中那样对每一个这样的部分进行处理，则整个SAW滤波器的传输特性将被改善。因此，第一实施例可以应用于任何具有梯形网络结构的谐振器式SAW滤波器。第二实施例参照图23，第二实施例是一个两级SAW滤波器，它具有一个和第一实施例中的相应级同一样的第一梯级40-1和第二梯级40-2。对这些级使用和图20一样的标号。但是，级间匹配SAW谐振器53的结构不同于第一实施例中的级间匹配SAW谐振器51的结构。
和第一实施例中一样，级间匹配SAW谐振器53参照串联臂SAW谐振器44-1设计。差别是在SAW谐振器53中指状电极的间距比SAW谐振器44-1中的稍稍窄一些。这个差别将级间匹配SAW谐振器53的谐振频率和反谐振频率朝高频方向移动一个最好是大于一兆赫(1MHz)而又小于一百兆赫(100MHz)的数量。
因为间距不同，所以级间匹配SAW谐振器53不能用图10和11所示的技术与串联臂SAW谐振器44-1和44-2合并。
第二实施例以和第一实施例同样的方式工作。级间匹配SAW谐振器53的谐振和反谐振频率的上移会改变这个SAW谐振器53的阻抗在SAW滤波器通带低频部分的电抗分量，但实验已经证明，如果这一频移小于一百兆赫，则电抗分量的变化不大。而且，变化会增加电抗分量(这是一个容性电抗分量)。因此，第二实施例在减少级间失配损耗和改善通带低频部分的传输特性方面，至少能像第一实施例一样有效。
此外，级间匹配SAW谐振器53的反谐振频率的高频移动在上阻带中等于反谐振频率的地方产生一个衰减极点，因而改善了滤波器在上阻带中的衰减性能。
第二实施例的插入损耗和反射损耗特性示于图24，在水平轴上示出频率(以赫兹为单位)，在垂直轴上示出损耗(以分贝为单位)。插入损耗特性47和反射损耗特性48在通带的低频端具有基本上与第一实施例一样的形式(应当将区域C1与C2与图21的区域B1和B2相比较)。第一和第二实施例的传输特性在整个通带都十分相似。但是，在上阻带中，第二实施例由于额外的衰减极点而在区域C3表现出一个明显更大的插入损耗或衰减。
像第一实施例一样，第二实施例可以应用在移动电话机中，但提高了的上阻带衰减性能使得第二实施例可以应用在许多种电信设备中，以及需要这种强邻带衰减的其他设备中。
图23所示的SAW滤波器是一个两级滤波器，但通过像在第一实施例中所说明的那样将一个级间匹配SAW谐振器53插在梯形网络的每一π型节中，则第二实施例就能用在具有三级或三级以上的SAW滤波器中。每一级间匹配SAW谐振器53的间距与第一实施例相比，应当减少，以将级间匹配SAW谐振器53的阻抗特性移向高频方向。第三实施例参照图25，第三实施例是一个带有π型网络结构的两级SAW滤波器，具有一个恒同于第二实施例中相应级的第一级40-1和第二级40-2，用和图23一样的标号示出，但是它具有两个级间匹配SAW谐振器54和55。SAW谐振器54和55是通过将第二实施例的级间匹配SAW谐振器53分拆为总的静态电容基本上等于SAW谐振器53的静态电容的两个SAW谐振器而得到的。
可以用各种不同的方法进行分拆，但为简单起见，在以下叙述中，SAW谐振器54和55两个将都以串联臂SAW谐振器44-1为基础。SAW谐振器54和55的总阻抗等效于SAW谐振器44-1的两个拷贝串联连接的阻抗，并且基本上等于图23中SAW谐振器53的阻抗。指状电极间距在SAW谐振器54中比在SAW谐振器44-1中的稍窄一些，以把SAW谐振器54的阻抗特性移向高频方向。SAW谐振器55中的间距比SAW谐振器54中的间距稍窄，以把SAW谐振器55的阻抗特性更进一步移向高频方向。
于是SAW谐振器53被分拆为具有不同谐振频率和不同反谐振频率的两个SAW谐振器54和55。与SAW谐振器44-1相比，SAW谐振器54的谐振和反谐振频率最好上移几十兆赫。与SAW谐振器54相比，SAW谐振器55的谐振和反谐振频率最好上移几个兆赫。
第三实施例以和第一、第二实施例同样的方式工作。将级间匹配SAW谐振器54和55的阻抗特性移向高频方向，对其特性的电抗分量几乎没有影响。在减少级间失配损耗方面，这两个SAW谐振器54和55具有大体上和第一实施例中的级间匹配SAW谐振器51以及第二实施例中的级间匹配SAW谐振器53同一样的作用。
这个作用可以在示出第三实施例的插入损耗特性49与反射损耗特性50的图26中的区域D1和D2看到，水平轴和垂直轴分别表示频率(以赫兹为单位)和损耗(以分贝为单位)。
在上阻带上，产生两个新的衰减极点，一个在SAW谐振器54的反谐振频率处，另一个在SAW谐振器55的反谐振频率处。因此，正像图26的区域D3中所示出的那样，上阻带中的衰减大大好于第一实施例，而且也明显好于第二实施例。上阻带的宽度也增加了；这就是说，获得一定的最小衰减的频率范围增加了。
因此，第三实施例用在移动电话机中有卓越的传输特性，并且通带的位置可以调整得适合于用在许多其他型式的电信设备中。
通过像在第一实施中所说明的那样将具有减小而且互不相同的间距的级间匹配SAW谐振器54和55插入梯形网络的每一π型节中，第三实施例也能适合于用在具有三级和三级以上的SAW滤波器中。
作为第三实施例的另一个变例，第二实施例的级间匹配SAW谐振器53可以分拆分三个或三个以上的级间匹配SAW谐振器全部串联起来。这些级间匹配SAW谐振器的串联总静态电容应当仍然大体等于第二实施例的SAW谐振器53的静态电容。每个级间匹配SAW谐振器应当具有不同的间距，使得诸SAW谐振器的阻抗特性各自上移不同的数量，最大的频移仍然是最好小于一百兆赫。于是，各个级间匹配SAW谐振器将在上阻带的不同频率处产生一个衰减极点；所产生的极点数目将等于级间匹配SAW谐振器的数目。这样，上阻带就能进一步变宽，并且进一步增加上阻带中的衰减深度。
正如上面所指出的，附图所示的诸实施例可以通过增加级数以及通过分拆或合并相邻SAW谐振器来修改。那些熟悉这一技术的人员将认识到，在下面的权利要求的范围内进一步变动是可能的。
权利要求
1.一种具有多个SAW谐振器的谐振式SAW滤波器，SAW谐振器具有形成在一个单一压电基底上的相应叉指式变换器，所述SAW谐振器被耦连在一个具有至少一个π型节(包括有一个第一梯极和一个第二梯级)的梯形网络结构中，所述π型节由一个串联臂SAW谐振器和两个并联臂SAW谐振器组成，所述π型节还包括一个与所述串联臂SAW谐振器串联连接的级间匹配SAW谐振器，所述级间匹配SAW谐振器还具有一个叉指式变换器，所述级间匹配SAW谐振器的叉指式变换器和所述串联臂SAW谐振器的叉指式变换器具有大体相等的指状电极间距，所述级间匹配SAW谐振器减少所述π型节的第一梯级和第二梯级之间的阻抗失配。
2.权利要求1的谐振式SAW滤波器，其中所述级间匹配SAW谐振器的叉指式变换器和所述串联臂SAW谐振器的叉指式变换器具有恰好相等的指状电极间距。
3.权利要求2的谐振式SAW滤波器，其中所述级间匹配SAW谐振器和所述串联臂SAW谐振器被合并为一个单一的SAW谐振器。
4.一种具有多个SAW谐振器的谐振式SAW滤波器，SAW谐振器具有形成在一个单一压电基底上的相应叉指式变换器，所述SAW谐振器耦接在一个具有至少一个π型节(具有一个第一梯级和第二梯级)的梯形网络结构中，所述π型节由一个串联臂SAW谐振器和两个并联臂SAW谐振器组成，所述串联臂SAW谐振器具有一个第一谐振频率和一个第一反谐振频率，所述串联臂SAW谐振器中的叉指式变换器具有一个第一指状电极间距，所述π型节还包括一个与所述串联臂SAW谐振器串联连接的级间匹配SAW谐振器，所述级间匹配SAW谐振器具有一个第二谐振频率和一个第二反谐振频率，所述级间匹配SAW谐振器具有一个第二指状电极间距的叉指式变换器，所述第二指状电极间距此所述第一指状电极间距要窄，所述第二谐振频率比所述第一谐振频率高一个第一数量，并且所述第二反谐振频率比所述第一反谐振频率高一个基本上等于第一数量的第二数量，所述级间匹配SAW谐振器减少所述π型节的第一梯级和第二梯级之间的阻抗失配。
5.权利要求4的谐振式SAW滤波器，其中所述第一数量和所述第二数量两者均大于一兆赫，但都小于一百兆赫。
6.权利要求4的谐振式SAW滤波器，其中所述π型节具有多个如权利要求4中所述的级间匹配SAW谐振器，所述多个级间匹配SAW谐振器的叉指式变换器具有不同的指状电极间距，这些间距全部都窄于所述第一指状电极间距，所述不同的指状电极间距造成所述多个级间匹配SAW谐振器的谐振频率以不同的第三数量高于所述第一谐振频率，并且所述多个级间匹配SAW谐振器的反谐振频率以基本上等于相应的第三数量的不同的第四数量高于所述第一反谐振频率。
7.权利要求6的谐振式SAW滤波器，其中所述第三数量和所述第四数量都大于一兆赫，但都小于一百兆赫。
全文摘要
一种SAW滤波器具有连接在至少带一个π型节的梯形网络中的SAW谐振器。除了具有一个串联臂SAW谐振器和两个并联臂SAW谐振器外,π型节还有一个与串联臂SAW谐振器串联连接的级间匹配SAW谐振器。级间匹配SAW谐振器具有一个指状电极间距基本上等于串联臂SAW谐振器中的间距的叉指式变换器。级间匹配SAW谐振器减少π型节的左半部和右半部之间的阻抗失配。
文档编号H03H9/64GK1197329SQ98107320
公开日1998年10月28日 申请日期1998年4月22日 优先权日1997年4月23日
发明者猪濑直一 申请人:冲电气工业株式会社