专利名称：减少脉冲载波c类饱和放大的过频谱功率分布的方法和系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及饱和模式下脉冲调制正弦信号的放大，特别是涉及对梯形包络输入信号矩形幅值包络的改进，其中，在梯形包络前缘和后缘处的每一个斜坡中，都有一个从低于所述放大器饱和电平的幅值电平到高于该放大器饱和电平的幅值电平扩展的正弦信号幅值范围。
例如在包括通信和雷达系统的很多电子系统中都使用脉冲载波信号。在雷达和通信系统中，需要从一个位置到另一个位置以无线频率(RF)发射相对大功率的脉冲。为了改进以大功率级提供输出信号的功率放大器的效率，实际上通常构成一个诸如是功率晶体管的固态构件的放大器，他们既能够工作于饱和模式，又能够工作于C类放大模式。很多用于C类放大的新型晶体管具有非常快的导通和截止时间，这些时间远远小于所述RF载波的一个周期。所述导通时间是晶体管开始导通所需的时间，所述截止时间是晶体管结束导通所需的时间。快速导通和截止时间减少了具有矩形幅值包络脉冲的非常陡峭的前缘和后缘。所述包络的快速上升和下降时间减少了保存由所述信号脉冲所执行的信息以外的频谱成分中能量的有效量。例如，除载波的幅值调制以外，还可以通过载波的频率调制和相位调制来调制所述脉冲。诸如定时数据或预定信号模式的调制载波信息适用于与接收机或信号处理器处相关的模式。
问题特别出现在饱和状态，其中在运载这种电子设备的诸如飞机和舰船等运载器的情况下，诸如发射和接受天线的多种电子设备被密封地安装在一起。这种电子设备以具有预定频谱的信号工作，其中，通常是规定在所述频谱边缘的频率成分幅值，以防止所述多个设备中一个设备的信号被相邻设备信号的低幅值频谱成分污染。在利用C类饱和放大器放大信号的情况下，通过将一个带通滤波器置于所述放大器的输出端部分地解决了这个问题。这种滤波器具有减少发射调制信号所需频谱部分以外频谱能量成分的所希望的效果。借此，所述滤波器保存所述信号的形式，同时防止了其它设备信号的相互干扰。
但是，应当认识到，对于某些电子设备、特别是雷达发射机，输出信号具有很高的功率，因此，所述带通滤波器必须以适于处理大功率信号的形式被构成。为了满足这个需要，这种滤波器通常具有与包含电子电路底架的机壳同样大小的很大的实际尺寸。这种结构对于安装接口和在所述运载器中放置该电子设备来讲体积过于庞大和沉重，对于空间和重量都受到限制的飞机更是如此。
利用一种能够减少由于放大器工作于C类和饱和模式而从脉动载波信号的放大导致的过频谱功率分布能够克服上述问题和提供其它优点。本发明的系统对构成用于风切变实验中风断面雷达的发射机具有特别的优点。通常，这种放大器是由半导体器件、特别是晶体管构成的，这种半导体器件在C类工作时，需要一个有效信号电平、即所谓的“导通”电平，用于引入所述晶体管中电流的导通。晶体管对较大的输入信号进行线性或准线性放大。对于更大的输入信号电平，则达到饱和区域。在RF信号放大中使用的晶体管在如上所述前缘或后缘基本上小于被放大输入正弦信号一个周期的期间内提供陡峭的前缘和后缘。
为了减少由于矩形包络快速上升和下降时间而导致的过和不需要的频谱成分，本发明对输入给所述放大器的脉动正弦信号进行了改进。所述输入信号的改进是通过将所述矩形包络改变成梯形包络以提供给所述包络的前缘和后缘实现的，所述包络不是在所述正弦信号一个周期的一小部分上延伸，而是在所述正弦信号的多个周期上延伸。根据本发明，某些前缘和后缘的载波周期具有稍大于导通阈值但基本上小于饱和区域开始处电平的相对很低的幅值。这种超过导通阈值程度的前缘以及后缘的载波周期被放大器以基本上线性的方式放大。在输入信号中心部分的载波周期具有能够驱动放大器进入饱和区域的幅值。结果是，输出脉冲信号具有一个中心部分，在该中心部分中，载波正弦波形的周期的幅值受到放大器饱和的限制，这导致了输出载波波形具有基本上是方波的波形。但是，在输出脉冲的前缘、即直接在所述中心部分之前的部分和在后缘、即直接在所述中心部分之后的部分处，有多个幅值变化的正弦波形周期，其幅值小于输出信号饱和中心区域的幅值。和具有矩形包络的波形频谱比较，这种包络结构导致了所述波形频率成分被拓宽的被增加的频谱。
在本发明的最佳实施例中，使用具有其中通带宽得足以对脉动载波信号进行调制同时又能够减少滤波器带通以外额外频谱能量的带通特性的滤波器实现包络斜坡形式的前缘和后缘的产生。在通常用于获得大功率放大的系统结构中，可以平行安排多重放大器和利用所述滤波器输出的公用信号激活它们。多路放大器的输出信号被组合以产生相对大功率的信号，由于利用所述滤波器预先设置它们各自的输入信号，所以，该信号不需要被进一步滤波。所述正弦信号可以具有相位或除幅值调制以外频率调制。前述滤波器根据所保存的它的调制保存经过脉冲载波波形通信的数据，同时减少滤波通带以外的额外频谱能量。
本发明在实践中的基本考虑是基于监视由雷达接收机使用的功率级是否高得允许利用一般方法制造可适用的带通滤波器，如果可以，这种滤波器是否很大、复杂和价格昂贵。本发明的途径是在放大最后级之前预先处理所述信号，以便使在放大之后所述信号具有用于适当频谱的所希望的波形。但是，由于波形的失真、特别是受放大连续级导通电平的影响，放大器的C类饱和模式限制了这种途径。结果是，即使是将具有基本被拉长斜坡的包络的梯形波形用于所述前缘和后缘，通过连续级C类、饱和模式的放大，所述前缘和后缘也将变得太陡峭。因此，需要对较大功率级做进一步的处理。为了处理所述功率，本发明通过使用一个滤波器对到达电路存储体的脉动载波信号的输入包络整形，从而将放大的最后级划分成多个平行电路，然后，以和载波频率同相位的方式求和所述平行电路的信号以获得在满足频谱需求包络中的所希望最终输出功率。功率分配是在每级C类、饱和模式放大之后利用近似等于功率放大量的功率分配比提供的，借此以保持在正常信号操作范围中的每级放大取得包络整形滤波器的优点。
下面，将结合附图描述本发明的上述方面和其它特性，其中
图1示出了一个使用多级C类饱和模式放大器发射大功率脉动载波信号的系统框图；图2示出了图1所示系统的一个晶体管放大器；图3的图简要示出了微带结构中所述晶体管放大器的结构；图4的曲线示出了图2所示放大器放大元件输出功率对输入功率的关系；图5的曲线示出了与其中放大元件工作于一般线性模式的中等幅值信号相关的放大器元件的输入和输出信号；图6的曲线示出了与将放大器元件引入饱和的相对大信号幅值情况相关的放大器元件输入和输出信号；图7的框图示出了根据现有技术由带通滤波器跟随的饱和模式放大器；
图8示出了根据现有技术在图7中端A、B和C处的波形；图9的框图示出了根据本发明在C类饱和模式之前的带通滤波器；图10的曲线示出了在带通滤波器的输入端D和图9所示C类饱和模式放大器的输入端E处的波形；图11的曲线示出了在饱和模式操作情况下图9所示放大器的输出信号；和图12示出了梯形表示的在图9所示饱和放大器端F处输出的信号频谱，用于和为防止被相邻电子设备干扰的频谱边界相比较。
出现在不同附图中但具有相同标号的元件是相同的元件，但对所有附图来讲这些标号相同的元件不可能被作为描述基准。
参看图1，这里示出了一个系统20，用于通过大功率放大器26的存储体将信号源22连接到天线组件24上。所述大功率放大器26被并联在功率分配器27和功率组合器29之间，借此，一个公用信号能够经过功率分配器27输入给具有从放大器26的存储体输出并正在经过组合器29施加到天线组件24上的功率的每个放大器26。借助于使用本发明的一个例子，单独的一个放大器26包括多个放大器电路28，其中的每一个包括以用于推挽操作连接的晶体管匹配对形式的C类饱和放大器元件30。驱动放大器32将信号源22输出的信号提供给大功率放大器26的存储体。借助与本发明最佳实施例结构的例子，有十个大功率晶体管26，所述分配器27的分配比为1∶10和组合器29的组合比较为10∶1。分配器27和组合器29都可以很容易以很低的耗损结构加以制造。
根据本发明，第一带通滤波器34被连接在信号源22和驱动放大器32之间。第二带通滤波器36从驱动放大器32经过功率组合器27连接到大功率放大器26。
大功率放大器2 6中的每一个还包括工作于C类和饱和模式下的输入放大器级38、功率分配器40和功率组合器42。大功率放大器26中的每一个都被提供有移相器43，借此以在将信号输入给功率组合器29的基础上使被放大器26中相应一个放大器放大的调制载波信号的相应相位能够被调节成同相关系。在每个放大器26中，移相器43与组合器42的输出端相连。经过第二滤波器36输入给放大器26的信号被输入放大级38放大并提供给功率分配器40。功率分配器40将放大器电路28、作为例子这里示出了四个这样的电路中由放大器级38输出的信号的功率均等分配。每个放大器电路28工作以放大由功率分配器40提供的信号，和输出被放大后的信号给功率组合器42。功率组合器41求和由各个电路28输出的信号以提供组合的和信号，该组合的和信号被经过组合器29提供给天线组件24。每个放大器电路28包括将在后面描述的相位匹配电路，以便使由功率组合器42求和的信号相位相加从而保证提供给天线组件24的最大功率。
驱动放大器32包括三个串联的线性放大器级44、46和48。驱动放大器32还包括一个作为C类放大器、工作于饱和模式并经过微波循环器52连接到输出放大级48输出端的饱和放大器级50。循环器52经过连接在循环器52一个端口和地56之间的电阻54提供阻抗匹配。饱和放大器级50的输出端被第二滤波器36连接到大功率放大器26输入放大级38的输入端。
为了便于讨论系统20电路内各个端处出现的信号波形，第二滤波器36和大功率放大器26的输入端分别被规定为端D和端E。大功率放大器26的输出端被规定为端F。第一滤波器34的输入端被规定为用于与信号源22的输出连接的端G。第一滤波器34的输出端经过端H被连接到放大器级44的输入端。
信号源22提供一个适用于例如在雷达工作中的信号。信号源22包括载波震荡器58、相位调制器60和幅值调制器62。在信号源22中还包括数据单元64和定时单元66。在信号源22工作过程中，数据单元64将数据提供给相位调制器60，相位调制器60利用表示数据的相位调制调制震荡器58输出的载波。例如，所述相位调制可以是移相键控或最小相位键控，后者构成了与频率调制相关的偏移频率，所述频率调制应当被理解为例如包括在相位调制器60的功能之内。由相位调制器60输出的生成相位调制后正弦信号被提供给幅值调制器62。定时单元66定时信号用于激活数据单元66通常以数字格式将数据提供给相位调制器60，并操作幅值调制器62以提供对载波信号的脉冲调制。由信号源22输出并在端G处出现的信号是这样一个脉动载波信号。
每个放大器电路28都是以相同方式构成的。为了简化附图，只示出了放大器电路28中的一个，并对其中各电路成分进行了放大。应当理解，相同的电路成分也出现在其它放大器电路28中。在每个放大器电路28的输入端口，存在有一个同轴线段68，该线段68经过一个对称-不对称变换器70连接到两个微带导体72和74中的每一个。另外，在放大器电路28中还包括两个另外的微带导体76和78以及具有对称-不对称变换器82的同轴线段80。同轴线段80经过对称-不对称变换器82和电容器C1连接到微带导体76，和经过对称-不对称变换器82和电容器C2连接到微带导体78。饱和放大元件30具有两个输入端口和两个输出端口，两个输入端口被分别连接到微带导体72和74。放大器元件30的两个输出端口分别连接到微带导体76和78。
在放大器电路28工作过程中，在输入同轴线段68处输入的信号在对称-不对称变换器70处被分开从而使所述信号功率的一半被作为正弦传输信号经过微带导体72传输给放大器元件30，所述信号功率剩余的一半经过对称-不对称变换器70输出并被作为传输波经过微带导体74耦合给放大器元件30。放大器元件30的输出信号被作为传输波分别经过微带导体76和78以及电容器C1和C2传输，并经过对称-不对称变换器82求和以及经过输出同轴线段80输出。
如在后面将要详细描述的，依靠放大器级50和38以及串联放大器30的饱和和C类放大可以更加明显地规定信号源22脉动载波信号的前缘和后缘。这种效果对于载波脉冲的前缘更加明显，并且由于放大器级50和38以及串联放大器30晶体管非常决速的导通时间而增加。这种快速上升和下降时间对于脉动载波信号中调制的高精度发射是不需要的，因此，任何从更加明显规定的前缘和后缘生成的信号频谱拓宽都是不需要的。此外，如上述已经说明的，这种过频谱功率分布将干扰其它电子装置(图1中未示出)，这些装置被安装在靠近天线组件24的附近。另外，这种频谱控制可以满足美国政府在雷达频谱供能标准(RESC)方面的要求，该标准可从国家技术信息服务的NTIA报告中得到。
第一滤波器34被用于通过将矩形包络转换成梯形包络修改由信号源22输出的信号脉冲包络。其结果是，在放大器级50的工作过程中不是所有的每个前缘和后缘中的正弦波形周期都被引入饱和。但是，在放大器级50处的大部分前缘和后缘内的正弦波形的周期已经达到了饱和区域，因此，第二滤波器36被插入以恢复梯形包络。第二滤波器36输出的信号是一个足够长的前缘和一个足够长的后缘，从而有一定数量的正弦波形周期即使是在利用放大器电路28放大信号脉冲之后也没有到达饱和电平。借此，在大功率放大器26的端F处输出的信号具有一个基本上不存在过频谱功率分布的频谱。
图2进一步详细示出了图1所示放大器电路的结构。在图2中还示出了图1所示的微带导体72、74、76和78以及同轴传输线段68和80。该图示出的还有放大器元件30和电容器C1和C2。在适用于400-500MHz频率范围的本发明最佳实施例中，放大器电路28的电子电路的构件被作为微带结构84设置。如图3所示。449MHz的载波频率被用于本发明的最佳实施例中。利用具有置于衬底86背面的金属接地板88支撑微带导体72和74，且微带导体72和74相对安装。导体72和74形成一个诸如铜的金属带，并利用公知的光刻技术设置在衬底86上。衬底86是由公知的电绝缘材料形成的。
所述放大元件30包括被构成匹配对的一对晶体管90和92，所述晶体管90和92具有被连接到一并在电路点96处接地的各自基极端94。晶体管90和92的发射极端98被分别连接到导体72和74。晶体管90和92的集电极端100分别被连接到导体76和78。晶体管90和92中的每一个都是具有双极结构的NPN型晶体管。另外，晶体管90和92中的每一个都被设计成工作于饱和模式和工作于C类模式。
如图2所示，导体72被经过对称-不对称变换器70连接到同轴线段68的中心端，和导体74经过对称-不对称变换器70连接到线段68的外导体。在本发明最佳实施例中，同轴线段68的长度为4.8英寸，并具有50ohm(欧姆)的特性阻抗。输出同轴线段80与同轴线段68具有相同的长度和特性阻抗。同轴线段68和80的外导体在56处接地，所述地是由图3所示接地板88提供的公用地。
在图2中，导体72和74中的每一个被用做传输线，以将微波信号传输给相应的晶体管90和92。如图2所示，调谐电容器C5、C6、C7和C8在沿导体72和74的规定位置处与导体72和74相互连接。应当注意，经过导体72和74传输的信号相位彼此相差180度。电容器C5、C6、C7和C8被用于平衡由导体72和74代表的两个信号电路。结构的模拟形式被用于在晶体管90和92的各自集电极100处的输出信号。所述输出信号被利用导体76和78根据集电极端100进行耦合，上述两个导体通过一组电容器C9、C10、C11和C12相互连接。电容器C9、C10、C11和C12如图2所示连接在两个导体之间的规定位置处，用于平衡两个信号电路。另外，这些电容器还提供一个相位调节功能以使沿每个放大器电路28中相应传输线的信号传播，从而使能在功率组合器42中相应电路信号的相位求和。所述相位调节功能也示于图1。
导体72和74的输入端在对称-不对称变换器70处直接连到(DC)同轴线段68。导体76和78的输出端分别被电容器C1和C2在对称-不对称变换器70处容性地耦合到同轴线段80。来自电源VCC正端的DC电源经过电感器L3和L4被导通分别用于对晶体管90和92供能。电感器L3和L4分别与导体76和78连接。另两个电感器L1和L2分别将导体72和74接地。用于晶体管90的电流从电源VCC经过电感器L3流到集电极端100，和经过发射极端98以及电感器L1离开晶体管90并接地以用于到电源VCC的返回通路。在类似的方式下，来自电源VCC的电流经过电感器L4流到导体92的集电极端100，并经过发射端98离开晶体管92，然后经过电感器L2接地和返回到电源VCC。
使用电感器L1、L2、L3和L4使电源线和微波信号绝缘。由导体72、74、76和78提供的每个相应传输线具有25ohm的特性阻抗。电容器C1和C2阻断从电源VCC到同轴线段80的电流。电容器C3和C4各自连接电感器L3和L4的一端以通过提供到地的返回通路对来自电源VCC电源线的微波信号进行转换并用于可以分别通过电感器L3和L4的微波信号的任何部分。选择电感器L3和L4的电感以在脉动载波信号的脉冲重复频率处分别与电容器C3和C4的电容谐振。
参看图4，放大器元件30工作于30-70瓦(watt)的输入功率范围内，所述输入功率被施加到两个发射极段98。这示于图4所示之曲线。在低于30瓦输入功率级、即导通阈值的情况下，没有有效输出功率，因此，所述曲线在那个点处结束。在超过70瓦输入功率的情况下，晶体管90和92进入它们各自的饱和区域，和输出功率保持在近似700瓦。这样，700瓦的功率级被认为是所述阈值。关于输入电压(图4中没有示出)，在晶体管90和92中每一个的基-射结处有一个导通电压，该导通电压必需在有电流流过所述基-射结之前被超过。因此，在其中每个正弦信号的值小于导通电压的低电平输入正弦信号的情况下，在晶体管90和92中每一个的集电极端100处不能获得输出信号。
在输入正弦信号的电压增加得高于导通电压的基础上，正弦信号每个周期超过导通电压的部分被放大。这样，如参考附图、特别是图6和11所描述的，这将导致在晶体管92和92中每一个的输出端处的被钳位的正弦波。在在对称-不对称变换器82处组合由晶体管90和92输出信号的基础上，在同轴线段80中出现一个在正和负电压方向上都具有偏移的被改进正弦信号，其中，所述波形的每个正半周期和每个负半周期都具有只用于每半周期一小部分的非零值。对于其中峰值电压超过晶体管90和92中每一个饱和所需电压电平的较大值输入信号电压来讲，在放大过程中生成准正弦信号的每个周期的顶部被限制以此产生更加类似于方波信号的信号。如所公知，由于减少了放大器元件30本身的功耗，晶体管90和92在输入正弦信号每个周期的大部分期间处于饱和或不饱和状态的放大器30的这种操作模式极大地增加了放大器元件30的效率。
借助于放大器元件30的结构例，在本发明最佳实施例的结构中可以使用由SGS-THOMPSON MICROELECTRONICS制造的SD1565型晶体管，和图4曲线中所表示的数据以在脉冲重复频率为425MHz、电源电压为45V、脉冲宽度为250微秒和占空因数为10％的情况下使用这种晶体管为基础。为了根据本发明最佳实施例实施本发明，所述“饱和阈值”是输入信号的一个电平，其中，晶体管90或92的增量功率增益被从操作的线性区域的增益扩展3dB。
图5利用一个曲线示出了将一个相对小的幅值信号施加给放大器元件30的结果，在102处示出的小幅值信号的峰值位于导通输入电压电平和饱和阈值电压电平之间。除了输入信号每个跨零点中的停滞时间区域106以外，所生成的输出信号104表示一般的正弦波，其中，晶体管90和92处于非导通状态。
图6的曲线示出了所述饱和状态，其中施加到放大器元件30的输入信号电平具有一个超过饱和阈值电平的峰值。生成输出信号的波形在晶体管90和92分别处于饱和状态的时间间隔内具有基本扁平的顶部。图6输出波形的停滞时间区域具有短于图5所示停滞时间区域的持续时间。图6曲线输出信号的波形近似是一个方波。
将存在于本发明电路的波形与现有技术中出现的波形做一比较是有用的。因此，在图7中，示出了一个与带通滤波器110串联的饱和放大器108，其中，根据现有技术的安排，带通滤波器110被连接到C类饱和放大器108的输出端。放大器108具有输入端A和输出端B，并经过输出端B连接到滤波器110。端C是滤波器110的输出端。滤波器110的作用是滤掉滤波器所需通带以外的过频谱功率。对于利用放大器108调制所述信号该通带是足够的，但是，它小于由放大器108饱和波形输出的整个信号频谱。
在图8中示出了在图7端A、B和C处出现的所述信号的特殊波形。在该图中还分别示出了与端A、B和C处信号相关的信号包络112、114和116。在端A处有一个正弦载波信号脉冲。端A处信号的包络112基本上具有矩形包络。在端B处，放大器108的输出信号以被放大的方波形式表示，与该方波相关的包络114是一个矩形包络。由于工作在C类饱和模式和放大器108所导致的快速导通和截止时间，包络114的前缘和后缘比包络112的相应缘更加陡峭。滤波器110变更端B处的信号以在端C处输出其包络近似梯形的相应信号。
端C处信号的前缘118与包络116中的斜坡近似。端C处的信号后缘也与包络116中的斜坡近似。滤波器110的作用在于延迟信号的传播，和变更所述信号，以使在前缘118处的正弦曲线周期从相对较小幅值的正弦曲线开始并缓慢上升到峰值，同时，在后缘120处，正弦曲线的幅值缓慢减小。注意，在前缘118和后缘120的每一个当中，正弦曲线周期幅值的真包络是时间的非线性平滑函数。但是，为了便于讨论现有技术和本发明，将前缘和后缘的包络近似为线性斜坡是有用的。
如图9所示，在本发明简化的表示中，带通滤波器36被置于大功率放大器26之前，这个元件先前已经结合图1进行了描述。在图9中还示出了先前在图1中已经示出了的端D、E和F。图10示出了出现在端D和E处的波形。端D处的信号波形被认为基本与图8端A处的波形相同。在图10中，带通滤波器36修改端D处的信号以产生端E处具有其中心部分128为平直的基本梯形包络126的前缘和后缘的信号。在前缘122内正弦信号周期的幅值缓慢上升，并保留中心部分128内的基本恒定幅值，和逐渐减小后缘124处的幅值。
关于端E处的信号，在前缘122开始处，正弦信号头几个周期的幅值小于放大器元件30(图2)的导通阈值，和在前缘122的中部，所述信号周期的幅值下降到放大器元件30的导通阈值和饱和阈值之间。在该信号的中心部分128处，所有正弦波形周期的幅值扩展到饱和阈值以上。在后缘124处，后缘124中间部分处的信号各周期的幅值下降到导通阈值和截止饱和之间。在后缘124的末端处，正弦波形各周期的幅值低于放大器元件30的导通阈值。
在本发明最佳实施例中使用的脉动载波信号中，中心部分128近似具有载波的800个周期，而前缘122和后缘124中的每一个近似具有所述载波的50个周期。注意，当图9利用置于大功率放大器26之前的第二带通滤波器36说明本发明时，同样的原理也可以应用于被置于驱动放大器32之前的第一带通滤波器的工作，后者具有已经结合图1描述的C类饱和级50。关于端E处的信号，中心部分128处的信号功率将晶体管90和92的电流提高到饱和区域的某个程度，在这个程度上，通过将晶体管线性区域处的增益值减小3dB使晶体管增加的功率被减小。这个减小值借助于举例表示和通常可以下降到1-6dB之内。对于所述信号的中心部分具有800个周期的情况来讲，前缘122和后缘124中每一个内的正弦曲线周期的数量可以在10-100周期范围之内。
图11的曲线示出了大功率放大器26饱和工作的影响。端E的信号被输入给放大器26。并如图11所描述的那样在端F处输出一个信号。端F处输出信号的波形包络在某些方面不同于在端E处的输入信号包络，但是，为方便比较起见，所述包络的相应部分利用与描述在端E处信号波形相同的标号表示。
因此，在图11中，包络126具有具有前缘122和后缘124的中心部分128。在前缘122的开始处，信号的波形类似于图5所述。信号幅值上升直到在中心部分128处信号表现为图6所示信号的形式。在后缘124处，信号幅值减小并导致连续几个周期具有较低幅值，每个信号周期具有类似于图5所示的波形。注意，直接在前缘122之前和直接在后缘124之后，由于输入信号的相应周期的幅值低于放大器元件30的导通阈值，所以在输出波形中都缺少若干周期。端F处信号包络126的整个结构通常都类似于现有技术端C处信号包络116的整个结构。端C和端F处的信号具有类似的频谱。借此，本发明能够获得所希望的输出频谱而不需要图7所示的庞大滤波器110；本发明使用小得多的滤波器36，该滤波器位于放大器电路28的前面(图1)。
参看图1，和根据本发明最佳实施例中使用的信号，在前缘10％和90％值之间测量的端G处的信号上升时间少于200毫微秒。在所述90％的10％值之间测量的端H处的信号下降时间是600毫微秒。端G处上升时间是400毫微秒，和端E处下降时间通常是在700-1000毫微秒的范围内。第一带通滤波器34是一个高斯滤波器，在本发明最佳实施例中，其中心频率是具有1.0MHz的3dB(分贝)带宽的449MHz(最大值)和具有5.0MHz的40dB的1.0MHz(最小值)。插入损耗是1.5dB。关于第二带通滤波器36，所述滤波器是一个在滤波器频谱中心部分具有0.1dB波动的切比雪夫型滤波器。在本发明最佳实施例中其中心频率是499MHz。3dB带宽是850kHz(千赫)，20dB带宽是1.95MHz(最大值)，35dB带宽是5.5MHz(最大值)和50dB带宽是20MHz(最小值)。插入损耗是1.5dB(最小值)。端F输出信号的中心部分128具有基本等于从信号源22(图1)输出给第一带通滤波器34的脉冲信号预定宽度的持续时间。这个脉冲宽度留存在第一带通滤波器34和它的后续驱动放大器32的组合操作中以及第二带通滤波器36和后续大功率放大器26的组合操作中。
本发明最佳实施例图1电路各点的一般测量功率级如下在端H处，功率级为峰值10mw(毫瓦)。在端D处，功率级为峰值650瓦。在端E处，功率级为峰值35瓦。在放大器级38的输出端处，功率级为峰值300瓦。在放大器电路28的输入端处，功率级为峰值70瓦。在放大器电路28的输出端处，功率级为峰值650瓦和2kw(千瓦)以上的峰值功率出现在与每个大功率放大器26相关的端F处。
图12示出了为满足诸如被强加于一组多电子设备中每一个电子设备以避免各个设备工作相互干扰的频谱要求而对端F处信号输出频谱的控制。频谱外边界用实线表示，所述频谱以载波频率fc为中心。该频谱以虚线指出。在不存在滤波器36情况下产生的端F处的信号频谱用短划线指出。注意，所述短划线部分地穿过所述边界，而使用在放大器26之前的滤波器36实际得到的频谱满足所述边界的要求。
应当理解，本发明上述实施例仅仅是一种说明，对于本专业技术领域内的普通技术人员来讲，可以对其做出修改。因此，本发明不受上述实施例的限制，而仅受所附权利要求规定的限制。
权利要求
1．一种用于减少在由C类饱和放大器元件放大的脉动载波信号中能量频谱分布的方法，所述信号具有脉冲形式和包括其幅值被调制得基本是预定宽度矩形包络和基本具有恒定峰值的正弦载波，所述放大元件具有用于输入高于导通阈值功率级的输入功率级的基本线性工作范围和饱和工作区域，所述方法包括修改信号脉冲包络以提供具有通常一般单调增加幅值的前缘斜坡和一般单调减小幅值的后缘斜坡并具有在所述前缘斜坡和所述后缘斜坡之间配置的所述基本恒定峰值的经过修改的包络；设置信号脉冲的峰值以在所述放大器元件中引入工作的饱和模式，其饱和电平使增益减少预定因数；和将具有经过修改包络的脉冲信号施加到所述放大器元件上，所述放大器元件输出一个输出信号，该输出信号包括被正弦载波前缘斜坡超前并被该正弦载波后缘斜坡随后的基本恒定幅值的方波载波的中心部分。
2．根据权利要求1所述的方法，其特征是所述输出信号的中心部分具有等于所述预定宽度的持续时间。
3．根据权利要求1所述的方法，其特征是所述增益减小因数具有近似1-6分贝范围的值。
4．根据权利要求1所述的方法，其特征是所述增益减小因数具有3分贝的值。
5．根据权利要求1所述的方法，其特征是所述经过修改的包络的前缘和后缘斜坡中的每一个斜坡具有正弦曲线波形的多个周期。
6．根据权利要求5所述的方法，其特征是在所述经过修改的包络中，所述斜坡中的每一个具有至少正弦曲线的5个周期。
7．根据权利要求6所述的方法，其特征是在波形范围为10-80个正弦曲线周期。
8．根据权利要求7所述的方法，其特征是在所述经过修改的包络中，所述斜坡中的每一个具有正弦曲线波形的近似50个周期。
9．根据权利要求1所述的方法，其特征是使用具有通带足以对脉冲载波信号进行调制但窄得足以减少滤波器通带以外额外频谱能量的带通滤波器实现所述修改步骤。
10．一种用于减少在由C类饱和放大器元件放大的脉动载波信号中能量频谱分布的系统，所述信号具有脉冲形式和包括其幅值被调制得基本是预定宽度矩形包络和基本具有恒定峰值的正弦载波，所述放大元件具有用于输入高于导通阈值功率级的输入功率级的基本线性工作范围和饱和工作区域，所述系统包括耦合到所述放大器元件一个输入端的装置，用于修改所述信号脉冲的包络以提供具有单调增加幅值的前缘斜坡和单调减小幅值的后缘斜坡并具有具有在所述前缘斜坡和所述后缘斜坡之间配置的所述基本恒定峰值的中心部分的经过修改的包络；其中，所述的修改装置输出具有大得足以在所述放大器元件中引入工作饱和模式并具有能够提供具有将增益减少预定因数的饱和电平的脉动载波信号；和所述放大器元件输出一个输出信号，包括被正弦曲线载波前缘斜坡超前和被所述正弦曲线后斜坡随后的基本恒定幅值的载波中心部分。
11．根据权利要求10所述的系统，其特征是所述输出信号的中心部分具有等于所述预定宽度的持续时间。
12．根据权利要求10所述的系统，其特征是所述增益减少因数具有近似1-6分贝范围的值。
13．根据权利要求10所述的系统，其特征是所述增益减少因数具有3分贝的值。
14．根据权利要求10所述的系统，其特征是所述经过修改包络的所述前缘和所述后缘斜坡中的每一个具有多个正弦曲线波形的周期。
15．根据权利要求14所述的系统，其特征是在所述经过修改的包络中，所述斜坡中的每一个具有至少正弦曲线波形的5个周期。
16．根据权利要求15所述的系统，其特征是在所述经过修改的包络中，所述斜坡中的每一个具有范围为10-80个正弦曲线波形周期。
17．根据权利要求16所述的系统，其特征是在所述经过修改的包络中，所述斜坡中的每一个具有近似50个正弦波形周期。
18．根据权利要求10所述的系统，其特征是所述修改装置包括一个带通滤波器，其通带宽得足以对脉冲载波信号进行调制并窄得足以减小滤波器通带以外的额外频谱能量。
19．根据权利要求18所述的系统，还包括耦合到所述修改装置并位于该修改装置之前的一个C类饱和驱动放大器，和耦合到所述驱动放大器并位于该驱动放大器之前的一个驱动带通滤波器，其中，所述驱动带通滤波器工作以引入在所述驱动放大器输出信号中出现的一般梯形包络，借此以从在所述驱动带通滤波器之前的一个点到所述放大器元件的输出端将一般梯形包络保持在所述系统中。
20．根据权利要求19所述的系统，还包括一个将脉冲调制载波信号提供给所述驱动带通滤波器的信号源，和一个耦合到所述饱和放大器元件的输出端并用于发射集中于与所述C类饱和放大器元件的快速截止相关的频谱成分减小幅值的频谱带的辐射天线组件，所述截上时间基本上小于所述正弦曲线波形的一个周期。
21．根据权利要求19所述的系统，其特征是所述C类饱和放大器元件被构成为具有接地基极电路的推挽匹配晶体管对，和一对用于将所述信号从所述修改装置耦合到所述匹配晶体管对相应输入端的微带传输线。
22．根据权利要求21所述的系统，其特征是所述系统被用做雷达发射机，和所述晶体管对和所述微带传输线构成一对晶体管放大电路，有多个所述放大器电路，和其中所述系统还包括将所述放大器电路连接到所述修改装置上的功率分配器，和将所述放大器电路输出端连接到所述功率组合器公共输出端上的功率组合器。
23．根据权利要求22所述的系统，其特征是还包括一个用于将脉冲调制载波信号提供给所述驱动带通滤波器的信号源，和一个耦合到所述功率组合器输出端并用于发射集中于与所述C类饱和放大器元件快速截止时间相关的频谱成分减小幅值频谱带上的辐射波，所述截止时间基本上小于正弦曲线载波的一个周期。
全文摘要
在用于放大脉动正弦曲线载波信号的放大器中,所述放大器使用一个工作于C类并具有饱和工作区域的放大器元件,该元件增加与信号能量不希望频谱扩展相关的脉动载波信号矩形脉冲包络前缘和后缘的锐度,减少能量频谱扩展的方法是将脉动载波信号的矩形包络修改成梯形包络。梯形包络的前缘和后缘分别构成了增加和减小幅值的正弦曲线波形的包络:前缘和后缘最大幅值正弦曲线的峰值具有的功率超过包括所述放大器元件饱和工作的功率级,从而使功率增益减少近似3dB。在由所述放大器元件输出的载波信号脉冲中,其中心区域中的载波基本是方波结构,而所述前缘和后缘处,波形周期基本是正弦曲线。其中的每一个都包含放大器元件的多个放大通路的存储体由产生多数修改的公共滤波器提供经过修改的包络。通路信号的同相和提供大的功率增益和信号幅值。
文档编号H03F3/68GK1210394SQ98109450
公开日1999年3月10日 申请日期1998年3月18日 优先权日1997年3月18日
发明者M·库马, M·汉佐尔, A·S·莫斯科维茨 申请人:洛克希德马丁公司