高效率电压模式d类拓朴结构的制作方法
【技术领域】
[0001] 本发明大体上系关于电压模式D类拓扑结构，且更特定而言系关于高效率电压模 式D类放大器及无线能量转移系统。
【背景技术】
[0002] 近来，使用高度谐振电磁感应的无线电力传输系统(亦称作"能量转移系统"）中已 存在许多发展。一般而言，此等系统包括电源及传输线圈W及连接至待供电之器件（亦即， 负载)的接收线圈。用于无线电力传输系统的架构集中于使用线圈W产生用W将能量自电 源转移至器件的高频交变磁场。电源将能量W电压及电流之形式递送至传输线圈，传输线 圈将在线圈周围产生随着施加电压及电流改变而改变的磁场。电磁波将自线圈起穿过自由 空间行进至禪接至负载的接收线圈。随着电磁波绕过且扫掠接收线圈，在接收线圈中感应 与天线捕获之能量成比例的电流。
[0003] 当电源及负载在无线电力传输期间禪合时，所得配置有效地形成具有低禪合系数 的变压器。此所得变压器具有可显著大于励磁电感的漏电感。在此等条件下的变压器模型 之分析显露，初级侧漏电感几乎仅判定能量转移的效率。为了克服漏电感，一些系统使用谐 振来增加漏电感上的电压，且因此励磁电感在电力递送中具有所导致的增加。
[0004] 一种常规无线能量转移拓扑结构在无线能量转移系统中使用传统电压模式D类 ("VM如'）放大器。图1说明VMCD放大器的电路图。如所展示，VMCD放大器100包括功率放大器 110及负载120。功率放大器110包括串联禪接于电压源Vdd与接地之间的两个晶体管111及 112。两个晶体管111及112相位相差180°地驱动W形成半桥拓扑结构。习知地，晶体管111及 112可为(例如)增强模式n通道MOSFET。此外，功率放大器110包括与负载120串联禪接之第 一电容器113及电感器114W形成谐振调谐电路。在此习知设计中，功率放大器110调谐负载 W在与放大器110之操作相同的频率下具有谐振。不管零电流切换（"ZCS")，每当电压转变 发生时，功率放大器110由于晶体管111及112的输出电容Coss而仍体验到高损耗。随着频率 增加，损耗亦按比例地增加。
[0005] 为了克服此等问题，现有电路已将匹配网络添加至负载120W使负载120对于功率 放大器110显现为电感性的。举例而言，图2说明图1中所说明之VMCD放大器100之经修改电 路，但包括匹配网络。如所展示，VMCD系统200包括晶体管211及212,且进一步包括与晶体管 212并联禪接的电感器213及第一电容器214。此外，第二电容器215与负载220串联连接W形 成负载谐振电路210。归因于高切换频率及器件输出电容Coss,负载谐振电路配置(亦即，负 载220及第二电容器215)必须经调谐W在操作频率下系电感性的，且因此允许零电压切换 (ZVS)及输出电容Coss损耗的对应减少。在设计中，此调谐可导致伴随线圈传输效率减低的 超出谐振的功率放大器110之操作。尽管放大器W减少之损耗操作（亦即，要求较少冷却）， 但改良之放大器效率并不抵消减少之线圈传输效率。
[0006] 假定放大器之输出端（切换节点）处的平均电压为电源电压Vdd的一半，匹配电路 (电感器213及电容器214)起作用W使至负载谐振电路（电容器215及负载220)的电压增加， 此情形在对输入电压量值提出限制之情况下可系有利的。然而，匹配电感器将携载负载之 全电流，且因此将具有显著损耗。此外，电路对于负载电阻变化敏感，此系由于匹配网络变 为经调谐谐振电路的整体部分，其可使理想操作电感点移位W维持适当ZVS。
[0007] 因此，需要高效率VMCD放大器及能量转移系统，其对于电源及器件单元两者而言 较佳为低阶配置文件，易于使用，对于操作条件之改变高度强健，且不要求强制空气冷却或 散热片。
【发明内容】
[0008] 本发明提供一种高效率VMCD功率放大器，其包括串联连接于一电压源与一接地连 接之间的一对晶体管。另外，一斜坡电流储能电路为与该对晶体管中之一者并联地设置。该 储能电路可包括串联连接之一电感器及一电容器，且经提供W共同吸收该对晶体管中之每 一者的输出电容Coss。较佳地，该储能电路之心(：网络经设计具有极低谐振频率，使得该转换 器作为一无负载降压转换器操作。该kC网络仅遭遇链波电流，但并不招致有关于负载的损 耗。结果，电感器大小可保持为小的，且损耗经最小化。在本发明之一个改进中，该高效率 VMCD功率放大器包括实现ZVS电流之离散可规划性的并联禪接之多个斜坡电流储能电路 (亦即/'ZVS VMCD功率放大器"）。该VMCD功率放大器可实施于一无线能量转移系统中。
【附图说明】
[0009] 本发明之特征、目标及优点在结合图式进行时自下文阐述之详细描述将变得更显 而易见，在图式中类似字符相应地识别组件，且其中：
[0010] 图1说明常规电压模式D类放大器的电路图。
[0011] 图2说明W匹配网络实施的常规VMCD放大器。
[0012]图3说明根据本发明之实施例的高效率VMCD放大器。
[0013 ]图4说明根据本发明之实施例的高效率无线电力VMCD系统。
[0014] 图5A说明图4中所说明之能量转移系统之切换器件的理论波形。
[0015] 图5B说明图4中所说明之能量转移系统之储能电路组件的理论波形。
[0016] 图6说明图4中所说明的具有eGaN FET之能量转移系统之量测系统效率。
[0017] 图7说明图4中所说明之能量转移系统之例示性实施例之间的优值比较的模拟。 [001引图8说明GaN晶体管与MOSFET之间的VMCD比较之总FET功率之间的模拟比较。
[0019]图9A至图9C说明根据本发明之例示性实施例的高效率VMCD放大器的替代性实施 例。
[0020] 图10说明根据本发明之另一实施例的VMCD放大器。
[0021] 图11说明根据本发明之VMCD放大器的另一例示性实施例。
【具体实施方式】
[0022] 在W下详细描述中，参考某些实施例。此等实施例足够详细地描述W使得熟习此 项技术者能够实践该等实施例。应理解，可使用其他实施例，且可进行各种结构、逻辑及电 气改变。此外，虽然结合能量转移系统来描述特定实施例，但应理解，本文中所描述之特征 通常适用于其他类型之电路，诸如RF放大器及其类似者。
[0023] 图3说明根据本发明之第一实施例的高效率VMCD放大器。如所展示，VMCD放大器 300包括串联禪接于电压源Vdd与接地之间的两个晶体管311及312,从而形成半桥拓扑结构。 在例示性实施例中，晶体管31巧312为增强模式n通道M0SFET。然而，应理解，本发明不限于 此。如下文将更详细地描述，在替代性实施例中，VMCD放大器300较佳使用GaN FET。尽管图 中未示，但应了解，诸如振荡器之控制电路禪接至晶体管311及312的栅极W交替地接通第 一晶体管311及第二晶体管312。
[0024] 如进一步所展示，VMCD放大器300包括由电容器321及电感器322形成的谐振调谐 电路320,电容器321及电感器322串联禪接于切换节点（亦即，晶体管311之源极与晶体管 312之漏极之间的节点）与负载340之间。VMCD放大器300亦包括禪接于切换节点与接地之间 (亦即，并联禪接至晶体管312)的斜坡电流储能电路330。斜坡电流储能电路包括电感器331 及电容器332,该两者被提供W藉由提供电流而共同吸收晶体管311及312的输出电容Coss, 该电流将允许电路W施加至晶体管311及312之栅极信号之间的必要空档时间使切换节点 自换向（SeIf-commutate)。较佳地，储能电路之心(：网络经设计具有极低谐振频率，从而使 得转换器能够作为无负载降