直流电流检测保护电路和应用其的d类放大器的制造方法

直流电流检测保护电路和应用其的d类放大器的制造方法
【专利摘要】公开了一种直流电流检测保护电路和应用其的D类放大器。本发明通过检测在理想状态下应当互补的两路差分脉宽调制信号(D类放大器脉宽调制电路的输出信号)，比较一路脉宽调制信号占空比与另一路脉宽调制信号的占空比之间的差值，在占空比的差值过大时，判断存在直流电流输入到D类放大器中，输出保护信号对D类放大器进行保护，由此，可以以较小的功耗检测D类放大器输入信号中是否包含直流电流，并为D类放大器提供保护。而且，由于与D类放大器的脉宽调制信号同步，可以实现实时检测。
【专利说明】
直流电流检测保护电路和应用其的D类放大器
技术领域
[0001] 本发明设及电子电路技术，具体设及一种直流电流检测保护电路和应用其的D类 放大器。
【背景技术】
[0002] D类放大器电路是一种开关型的功放电路，其与线性功放电路相比，具有效率高、 发热少的特点，因此被广泛应用于智能电视、手机等消费电子产品领域。
[0003] 图1是现有的D类放大器的电路示意图。如图1所示，现有技术中的D类放大器通常 包括积分电路1、脉宽调制电路2、驱动功率级电路3和反馈电路（图1中的反馈电阻）。通过向 积分电路1输入差分音频信号，积分电路将差分音频信号和反馈电路的反馈信号叠加并通 过积分操作进行滤波，滤除D类放大器工作频段(例如音频）W外的噪声信号。脉宽调制电路 2用于将积分电路1输出的差分信号调制为脉宽调制(Pulse Wi化h Modulation,PWM)信号。 脉宽调制电路2通常通过将差分信号分别与一个Ξ角波信号比较，通过比较器输出对应的 PWM信号。驱动功率级电路3采用如图2所示的两路放大电路构成的全桥电路，通过晶体管半 桥的交替工作将PWM信号的功率放大。反馈电路用于将输出信号反馈到输入端。在应用为音 频功率放大器时，由驱动功率级电路3输出的放大信号可W直接传输至扬声器还原为音频 信号(扬声器本身具有一定的低通滤波能力）或经由低通滤波电路还原为音频信号传输至 扬声器播放。通常，D类放大器还会在积分电路1的输入端连接滤波电容W进行直流滤波。
[0004] 现有的D类放大器在输入滤波电容出现损坏或输入端口被短路时，会使得直流 (DC)电流流入D类放大器，并经放大后输入到后级电路(例如扬声器），如果直流电流足够大 且持续时间较长就会导致后级电路的损坏。

【发明内容】

[0005] 有鉴于此，本发明提供一种直流电流检测保护电路和应用其的D类放大器，W较小 的功耗检测D类放大器输入信号中是否包含直流电流，避免直流输入电流损坏后级电路，为 D类放大器提供保护。
[0006] 第一方面，一种直流电流检测保护电路，适用于D类放大器，所述D类放大器用于将 差分输入信号转换为第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号后放大，所述直流电流检测保 护电路包括：
[0007] 占空比差值检测电路，用于检测所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号的占 空比差值，在检测输出端输出表征所述占空比差值的检测电压；
[0008] 第一比较器，用于在所述检测电压大于第一阔值时输出第一比较信号；
[0009] 第二比较器，用于在所述检测电压小于第二阔值时输出第二比较信号；
[0010] 逻辑检测电路，用于根据至少一个预定检测周期内的所述第一比较信号和所述第 二比较信号输出保护信号。
[0011] 优选地，所述占空比差值检测电路包括：
[0012]电容，连接在检测输出端和接地端之间；
[0013] 充电支路，与所述检测输出端连接，用于受控向所述电容充电；
[0014] 放电支路，与所述检测输出端连接，用于受控从所述电容放电；W及，
[0015] 充放电控制电路，用于控制所述充电支路在所述第一脉宽调制信号的电平大于第 二脉宽调制信号的电平时充电，同时控制所述放电支路在所述第一脉宽调制信号的电平小 于第二脉宽调制信号的电平时放电。
[0016] 优选地，所述充电支路包括相互串联的第一电流源和第一开关；
[0017] 所述放电支路包括相互串联的第二电流源和第二开关；
[0018] 其中，所述第一开关受控导通W控制所述充电电路充电，所述第二开关受控导通 W控制所述放电支路放电。
[0019] 优选地，在所述第一脉宽调制信号和所述第二脉宽调制信号的电平相等时，所述 充放电控制电路控制所述第一开关和所述第二开关均导通;或者，
[0020] 在所述第一脉宽调制信号和所述第二脉宽调制信号的电平相等时，所述充放电控 制电路所述第一开关和所述第二开关均关断。
[0021] 优选地，所述直流电流检测保护电路还包括：
[0022] 复位电路，与所述检测输出端连接，用于复位所述电容；
[0023] 其中，所述逻辑检测电路用于每隔预定检测周期输出复位信号控制所述复位电路 进行复位操作，并在预定时间段内检测到第一比较信号的周期数大于保护阔值输出所述保 护信号或在预定时间段内检测到第二比较信号的周期数量大于保护阔值时输出所述保护 信号。
[0024] 优选地，所述直流电流检测保护电路还包括：
[0025] 复位电路，与所述检测输出端连接，用于复位所述电容；
[0026] 其中，所述逻辑检测电路用于每隔预定检测期输出复位信号控制所述复位电路进 行复位操作，所述逻辑检测电路在连续Μ个检测周期均检测到第一比较信号时输出所述保 护信号，或者，所述逻辑电路在连续Μ个检测周期均检测到第二比较信号时输出所述保护信 号，Μ为大于2的整数。
[0027] 优选地，所述复位电路包括：
[00%]第一电阻和第Ξ开关，串联连接在电源端和检测输出端之间；
[0029] 第二电阻和第四开关，串联连接在检测输出端和接地端之间；
[0030] 其中，所述第Ξ开关和所述第四开关受控于复位信号同时导通。
[0031] 优选地，所述充放电控制电路根据复位信号控制所述充电支路和所述放电支路同 时工作。
[0032] 优选地，充放电控制电路包括：
[0033] 第一非口，输入所述第二脉宽调制信号；
[0034] 第一与非口，一个输入端输入所述第一脉宽调制信号，另一个输入端与所述第一 非口的输出端连接；
[0035] 第二非口，输入所述第一脉宽调制信号；
[0036] 第二与非口，一个输入端输入所述第二脉宽调制信号，另一个输入端与所述第二 非口的输出端连接；
[0037] 第一或非口，一个输入端输入所述复位信号，另一个输入端与所述第一与非口的 输出端连接，输出充电支路的控制信号；
[0038] 第二或非口，一个输入端输入所述复位信号，另一个输入端与所述第二与非口的 输出端连接，输出放电支路的控制信号。
[0039] 优选地，还包括阔值生成电路，所述阔值生成电路包括：
[0040] 第Ξ电阻，连接在电源端和第一阔值输出端之间；
[0041] 第四电阻，连接在所述第一阔值输出端和第二阔值输出端之间；
[0042] 第五电阻，连接在所述第二阔值输出端和接地端之间；
[0043] 其中，所述第一阔值输出端输出所述第一阔值，第二阔值输出端输出所述第二阔 值。
[0044] 第二方面，提供一种D类放大器，包括：
[0045] 积分电路，用于输入差分信号输出修正后的差分信号；
[0046] 脉宽调制电路，用于分别输入修正后的差分信号生成第一脉宽调制信号和第二脉 宽调制信号；
[0047] 驱动功率级电路，用于分别放大所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号；W 及，
[0048] 如上所述的直流电流检测保护电路，与所述驱动功率级电路连接；
[0049] 其中，所述驱动功率级电路在接收到所述保护信号后切换为无输出状态或高阻状 态。
[0050] 本发明通过检测在理想状态下应当互补的两路差分脉宽调制信号(D类放大器脉 宽调制电路的输出信号），比较一路脉宽调制信号占空比与另一路脉宽调制信号的互补信 号的占空比之间的差值，在占空比的差值过大时，判断存在直流电流输入到D类放大器中的 情形，输出保护信号对D类放大器进行保护，由此，可较小的功耗检测D类放大器输入信 号中是否包含直流电流，并为D类放大器提供保护。而且，由于与D类放大器的脉宽调制信号 同步，可W实现实时检测。
【附图说明】
[0051] 通过W下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述W及其它目的、特征和 优点将更为清楚，在附图中：
[0052] 图1是现有的D类放大器的电路示意图；
[0053] 图2是半桥式驱动功率级电路其中一路的电路示意图；
[0054] 图3是本发明实施例的D类放大器的电路示意图；
[0055] 图4是本发明实施例的直流电流检测保护电路的一个优选实施方式的示意图；
[0056] 图5是本发明实施例的直流电流检测保护电路的另一个优选实施方式的示意图；
[0057] 图6是图5所示的直流电流检测保护电路的充放电控制电路的电路示意图。
【具体实施方式】
[0058] W下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于运些实施例。在下 文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有 运些细节部分的描述也可w完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过 程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
[0059] 此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且 附图不一定是按比例绘制的。
[0060] 同时，应当理解，在W下的描述中，"电路"是指由至少一个元件或子电路通过电气 连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路"连接到"另一元件或称元件/电路"连接 在"两个节点之间时，它可W是直接禪接或连接到另一元件或者可W存在中间元件，元件之 间的连接可W是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件"直接禪接到"或"直接连 接到"另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
[0061] 除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的"包括"、"包含"等类似 词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义;也就是说，是"包括但不限于"的含 义。
[0062] 在本发明的描述中，需要理解的是，术语"第一"、"第二"等仅用于描述目的，而不 能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，"多个"的含义 是两个或两个W上。
[0063] 图3是本发明实施例的D类放大器的电路示意图。如图3所示，所述D类放大器包括 积分电路1、脉宽调制电路2、驱动功率级电路3、反馈电路Rc和RdW及直流电流检测保护电 路4。
[0064] 其中，积分电路1包括运算放大器0PA，所述积分电路输入一对差分信号输出经修 正后的差分信号Vopa和Vopb。积分电路1的输入端和差分信号输入端之间还可W设置滤波 电容对差分信号进行直流滤波。
[00化]积分电路1包括运算放大器0PA、电阻Ra、电阻肺、第一积分电容C1和第二积分电容 C2。运算放大器0PA为两输入两输出的运算放大器。电阻Ra连接在积分电路1的第一输入端 和运算放大器0PA的第一输入端之间。电阻Rb连接在积分电路1的第二输入端和运算放大器 0PA的第二输入端之间。第一积分电容C1连接在运算放大器Γ的第一输入端和第一输出端 之间。第二积分电容C2连接在运算放大器Γ的第二输入端和第二输出端之间。
[0066]脉宽调制电路2用于分别输入修正后的差分信号Vopa和Vopb生成第一脉宽调制信 号Vpwma和第二脉宽调制信号化wmb。其中，第一脉宽调制信号化wma由差分信号Vopa调制获 得，第二脉宽调制信号由差分信号Vopb调制获得。优选地，脉宽调制电路2包括两个并列的 比较器，一个比较器比较差分信号Vopa和Ξ角波Vtri输出第一脉宽调制信号化wma。另一个 比较器比较差分信号Vopb和Ξ角波Vtri输出第二脉宽调制信号Vpwmb，由此，可W方便地将 两路差分信号调制为PWM信号。当然，脉宽调制电路2也可W采用其它电路结构来实现PWM调 审IJ。通常，对于输入的具有相反相位的差分信号，脉宽调制电路2调制使得第一脉宽调制信 号化wma和第二脉宽调制信号化wmb具有相同的相位，在运种状态下第二脉宽调制信号 化wmb实际上与其对应的输入信号Vinb具有相反的相位。在理想状态下，第一脉宽调制信号 化wma和第二脉宽调制信号化wmb同时为高电平，同时为低电平。W下的电路设置基于运一 前提进行。当然，在某些情况下，脉宽调制电路2可W使得调制输出的第一脉宽调制信号 化wma和第二脉宽调制信号化wmb相位互补，在此情况下，本领域技术人员容易通过调整检 测的信号来实现本发明。
[0067] 驱动功率级电路3于分别放大所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号，输出 输出信号Vouta和Voutb。驱动功率级电路3可W采用两路如图2所示的功率放大电路。如图2 所示，一路功率放大电路包括串联在电源与地之间的两个晶体管。在输入的脉宽调制信号 为高电平时，与电源连接的晶体管导通，与地连接的晶体管关断，从而输出电源限定的电压 和电流。在输入的脉宽调制信号为低电平时，与地连接的晶体管导通，与电源连接的晶体管 关断。由此，可W将PWM信号放大。
[0068] 反馈电路连接在驱动功率级电路3的差分输出端和积分电路1之间。具体地，反馈 电路由两路反馈电阻Rc和Rd组成，其中，反馈电阻Rc连接在驱动功率级电路3的第一输出端 和积分电路1的运算放大器0PA的第一输入端之间，反馈电阻Rd连接在驱动功率级电路3的 第二输出端和积分电路1的运算放大器0PA的第二输入端之间。
[0069] 直流电流检测保护电路4用于控制脉宽调制电路2W及驱动功率级电路3连接，通 过脉宽调制电路2输出第一脉宽调制信号Vpwma和第二脉宽调制信号化wmb检测直流电流， 在检测到直流电流时输出保护信号FAULT控制驱动功率级电路3切换到无输出状态或高阻 状态。具体地，保护信号FAULT可W直接控制驱动功率级电路3切换为无输出状态或高阻状 态，也可W由保护信号FA化T触发一个使能信号化Z控制驱动功率级电路3切换为无输出状 态或高阻状态。在本发明实施例中，高阻状态是驱动功率级电路3相对于其电源输入端虽然 仍然具有输出但具有极高（大于预定阔值）的电阻，使得其实质上不能对输入信号进行放 大，从而即使输入信号中存在直流电流，驱动功率级电路也不会对后续电路造成损坏。
[0070] 具体地，如图4所示，直流电流检测保护电路4包括占空比差值检测电路41、第一比 较器CMP1、第二比较器CMP2和逻辑检测电路42。
[0071] 其中，占空比差值检测电路41包括电容C、充电支路41a和放电支路4化W及充放电 控制电路41C。占空比差值检测电路41通过检测脉宽调制信号化wma和化wmb获取两者之间 的占空比差值，在检测输出端det输出的表征占空比差值的检测电压Vdet。
[0072] 如图4所示，电容C连接在检测输出端det和接地端之间。充电支路41a与检测输出 端det连接，用于受控向电容C充电。具体地，充电支路41a连接在电源端vdd和检测输出端 det之间，包括相互串联的第一电流源A1和第一开关S1。放电支路4化与检测输出端det连 接，用于受控从电容C放电。具体地，放电支路4化连接在检测输出端det和接地端之间，包括 相互串联的第二电流源A2和第二开关S2。在第一开关S1导通时，第一电流源A1向电容C注入 电流，充电支路处于工作状态。在第二开关S2导通时，第二电流源A2从电容巧由取电流，放电 支路处于工作状态。可W设置使得第一电流源A1的电流等于第二电流源A2的电流，由此，在 充电支路41a和放电支路41b同时工作时电容C的电压Vdet不变。由此，可W通过对电容C的 充放电模拟电路中脉宽调制信号的状态，由于直流检测保护电路实际上并不需要对脉宽调 制信号进行采样，其电路参数与D类放大器的电路参数没有直接关系，因此，第一电流源A1 和第二电流源A2的电流可W设置得较小，例如10mA，由此可W减小电路功耗。在一个优选实 施方式中，第一开关S1由第一脉宽调制信号Vpwma控制，第二开关S2由第二脉宽调制信号 化wmb控制。由此，充电支路41在第一脉宽调制信号化wma为高电平时充电，放电支路41b在 第二脉宽调制信号化wmb为高电平。所W，在第一脉宽调制信号化wma和第二脉宽调制信号 化wmb严格互补时，充电支路41a和放电支路4化同时工作或同时停止工作，由于充放电电流 相等，因此，在两路差分的脉宽调制信号互补时，电容C的电压不变。在D类放大器的输入信 号中存在直流电流时，在第一脉宽个调制信号Vpwma和第二脉宽调制信号Vpwmb会存在失 配，从而导致两者并不严格互补。此时，可能两者同时为高电平或低电平。在第一脉宽调制 信号Vpwma为高电平时，且第二脉宽调制信号Vpwmb为低电平时，说明第一脉宽调制信号 化wma的占空比比第二脉宽调制信号化wmb大，同时也说明输出信号Vouta所对应的音频信 号的幅值大于输出信号Voutb所对应的音频信号的幅值，充电支路41a进行充电，而放电支 路4化不工作，电容C的电压Vdet上升。在第一脉宽调制信号化wma为低电平时，且第二脉宽 调制信号Vpwmb为高电平时，说明第一脉宽调制信号Vpwma的占空比比第二脉宽调制信号 化wmb小，同时也说明输出信号Vouta所对应的音频信号的幅值小于输出信号Voutb所对应 的音频信号的幅值，此时，充电支路41a不工作，而放电支路41b进行放电，电容C的电压Vdet 下降。较大的差分输入信号中可能叠加有直流分量。由此，电容C的电压Vdet满足:Vdet = I* tl/c-I*t2/c = I*At/c，其中，I为电流源的电流，tl表示Vouta〉Voutb所持续的时间，t2表 示Vouta<Voutb所持续的时间，At = tl-t2，则Δ?可表征Vouta的占空比与Voutb的占空比 之间的差值，C为电容C的电容值，因此，Vdet可W表征Vouta的占空比与Voutb的占空比之间 的差值。进而，可W由两个比较器来比较该差值是否过大或过小。
[0073]充放电控制电路41c用于控制充电支路41a在第一脉宽调制信号的电平大于第二 脉宽调制信号的电平时充电，并控制放电支路41b在第一脉宽调制信号的电平小于第二脉 宽调制信号的电平时放电。充放电控制电路41c输入第一、第二脉宽调制信号，对第一开关 S1输出第一脉宽调制信号Vpwma，对第二开关S2输出第二脉宽调制信号Vpwmb。容易理解，充 放电控制电路41c也可W采用其它的电路结构或方式来实现。
[0074]第一比较器CMP1用于在检测输出端的电压Vdet大于第一阔值化ef a时输出第一比 较信号Det_a。第二比较器CMP2用于在检测输出端的电压Vdet小于第二阔值化e化时输出第 二比较信号Det_b。第一比较信号〇61:_曰可^表征第一脉宽调制信号化wma和第二脉宽调制 信号化wmb的占空比差值过高。运说明第一脉宽调制信号化wma中可能混入了直流信号。第 二比较信号〇6*_6可^表征第二脉宽调制信号化wmb的占空比与第一脉宽调制信号化wma占 空比的差值过高。运说明第二脉宽调制信号化wmb中可能混入了直流信号。
[0075] 逻辑检测电路42用于根据至少一个预定检测周期内的所述第一比较信号〇6*_曰和 所述第二比较信号Det_b输出保护信号FA化T。例如，逻辑检测电路42在检测到第一比较信 号〇6*_曰或第二比较信号〇6*_6即输出保护信号FA化T，或连续多个周期检测到同一比较信 号时输出保护信号FAULT。逻辑检测电路42可W输入时钟信号CLK_TW供其进行时序控制。
[0076] 本实施例通过检测在理想状态下应当互补的两路差分脉宽调制信号(D类放大器 脉宽调制电路的输出信号），比较一路脉宽调制信号占空比与另一路脉宽调制信号的互补 信号的占空比之间的差值，在占空比的差值过大时，判断由直流电流输入到D类放大器中， 输出保护信号FAULT对D类放大器进行保护，由此，可较小的功耗检测D类放大器输入信 号中是否包含直流电流，并为D类放大器提供保护。
[0077] 图5是本发明实施例的直流电流检测保护电路另一个优选实施方式的示意图。如 图5所示，直流电流检测保护电路4包括占空比检测电路41、第一比较器CMP1、第二比较器 CMP2、逻辑检测电路42、复位电路43和阔值生成电路44。
[0078] 其中，占空比检测电路41的电路结构与图4相同，在此不再寶述。
[0079] 在本优选实施方式中，复位电路43与检测输出端det连接，用于复位电容C两端电 压。具体地，复位电路43包括第一电阻Rl、第二电阻R2、第Ξ开关S3和第四开关S4。其中，第 一电阻R1和第Ξ开关S3串联连接在电源端vdd和检测输出端det之间，第二电阻R2和第四开 关S4串联连接在检测输出端det和接地端之间。第Ξ开关S3和第四开关S4受控于复位信号 RST(在复位信号RST有效时）同时导通。在第Ξ开关S3和第四开关S4同时导通时，电容C可W 通过第一电阻R1和第二电阻R2与电源端vdd或接地端进行电荷交换，从而使得检测输出端 det的电压被复位为初始值。该初始值由第一电阻R1和第二电阻R2的阻值决定。优选地，为 了便于电路设计，可W将第一电阻R1与第二电阻R2的阻值设置为相等。
[0080] 逻辑检测电路42每隔预定检测周期输出复位信号RST控制复位电路43进行复位操 作，并在预定时间段内（例如包括连续1000个检测周期的时间段)检测到接收到第一比较信 号Det_a的周期数大于保护阔值输出所述保护信号FA化T或在预定时间段内检测到接收到 第二比较信号Det_b的周期数量大于保护阔值时输出保护信号FA化T。也就是说，逻辑检测 电路42在每隔预定检测周期（例如1ms的检测周期）内监控是否接收到第一比较信号Det_a (表征Vouta的占空比大于Voutb的占空比）或第二比较信号Det_b(表征Vouta的占空比小于 Vou忧的占空比），记录结果并进行复位，在下一个周期再次监控比较结果。如果在1000个检 测周期的时间段内（1S的时间内），有大于保护阔值(例如，800)的数量的周期中均接收到了 第一比较信号Det_a，则说明第一输出信号Vouta的占空比持续地大于第二输出信号Voutb 的占空比，存在正的直流电流，需要进行保护。或者，如果在1000个检测周期的时间段内（IS 的时间内），有大于保护阔值(例如，800)的周期中均接收到了第二比较信号Det_b，则说明 第一输出信号Vouta的占空比持续地小于第二输出信号Voutb的占空比，存在负的直流电 流，需要进行保护。
[0081] 可选地，逻辑检测电路42还可W依据不同的判定规则来输出保护信号FA化T，例 如，逻辑检测电路42可W用于每隔预定检测期输出复位信号RST控制所述复位电路进行复 位操作，并在连续M(M大于等于2)个检测周期均检测到第一比较信号时输出保护信号 FA化T，或者，在连续Μ个检测周期均检测到第二比较信号时输出保护信号FAULT。也就是说， 逻辑检测电路42在每隔预定检测周期（例如1ms的周期）内监控是否接收到第一比较信号 Det_a(表征Vouta的占空比大于Voutb的占空比）或第二比较信号Det_b(表征Vouta的占空 比小于Vou忧的占空比），记录结果并进行复位，在下一个周期再次监控比较结果。如果连续 多个周期均接收到第一比较信号Det_a，则说明第一输出信号Vouta持续地大于第二输出信 号Voutb,存在正的直流电流，需要进行保护。如果连续多个周期均接收到第二比较信号 Det_b，则说明第二输出信号Voutb持续地大于第一输出信号Vouta，存在负的直流电流，需 要进行保护。
[0082] 为了保证复位精度，充放电控制电路41c(图中未示出）需要根据复位信号RST控制 充电支路和放电支路同时工作。为了实现在检测周期内根据第一脉宽调制信号Vpwma和第 二脉宽调制信号Vpwmb控制充放电，而在检测周期初始或检测周期末尾根据复位信号控制 充电电路41a和放电电路4化均停止工作，充放电控制电路41c可W采用如图6所示的逻辑电 路实现。充放电控制44电路包括第一非口化、第二非口师、第一与非口 NANDa、第二与非口 NANDb、第一或非口NORa和第二或非口NORb。其中，第一非口化输入第二脉宽调制信号 化wmb。第一与非口 NANDa的一个输入端输入第一脉宽调制信号化wma，另一个输入端与第一 非口化的输出端连接。第二非口师输入第一脉宽调制信号化丽1日。第二与非口 NAN抓的一个 输入端输入第二脉宽调制信号化wmb，另一个输入端与第二非口 Nb的输出端连接。第一或非 口NORa的一个输入端输入复位信号RST，另一个输入端与第一与非口NANDa的输出端连接。 第一或非口 NORa输出充电支路的控制信号Q1。第二或非口 NORb的一个输入端输入复位信号 RST，另一个输入端与第二与非口NAN抓的输出端连接。第二或非口NORb的输出放电支路的 控制信号Q2。
[0083] 图6所示的充放电控制电路的真值表如下表所示：
[0084]
[0085] 由此，充放电控制电路41c可W在复位信号RST无效时（为1时)根据第一脉宽调制 信号化wma和第二脉宽调制信号化wmb所表示的信号幅度大小(也即，脉宽调制信号的占空 比）来控制充电或放电或同时充放电，而在复位信号RST有效时（为0时)无论输入信号如何 控制进行同时充放电。
[0086] 当然，本领域技术人员容易理解，在输入信号改变或为了适应于复位信号、充电支 路的控制信号Q1和放电支路的控制信号Q2的有效电平的变化，所述充放电控制电路可W采 用其它的逻辑数字电路结构来实现。
[0087] 由此，通过复位电路43和逻辑检测电路42配合实现对于直流电流的检测。由于逻 辑检测电路42按照检测周期来对第一比较信号和第二比较信号进行检测，因此，适于采用 数字电路实现。同时，充放电控制电路41c也适于采用数字电路实现，其优选与所述逻辑检 测电路42集成为一体。而电路的其它部分适于采用模拟电路实现。图5所示电路采用数字模 拟混合电路的设计，由此，可W有利于减小电路规模，减小电路在集成电路忍片上占用的面 积，同时，可W有效避免错误的检测，增强抗干扰性。
[008引优选地，提供到比较器CMP巧PCMP2的第一阔值Vref a和第二阔值化e扎可W由阔值 生成电路44提供。阔值生成电路44包括第Ξ电阻R3、第四电阻R4和第五电阻R5，S者串联在 电源端vdd和接地端之间。其中，第Ξ电阻R3连接在电源端vdd和第一阔值输出端a之间。第 四电阻R4连接在第一阔值输出端a和第二阔值输出端b之间。第五电阻R5连接在第二阔值输 出端b和接地端之间。由此，通过设置Ξ个电阻的阻值比例，可W调节第一阔值输出端输出 的第一阔值化ef a和第二阔值输出端输出第二阔值化e扎。优选地，为了便于电路的设计，Ξ 个电阻的阻值设置为相同。将阔值生成电路、充电支路、放电支路W及复位电路采用相同的 电源端vdd使得对应的电压均与电源端电压成比例，可w使得电路的所有参数随同一个电 源端电压变化，不会由于电源端电压的变化而产生检测偏差，从而有利于提高电源抑制比 性能。SRR)。
[0089] W上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员 而言，本发明可W有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同 替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
【主权项】
1. 一种直流电流检测保护电路，适用于D类放大器，所述D类放大器用于将差分输入信 号转换为第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号后放大，所述直流电流检测保护电路包 括： 占空比差值检测电路，用于检测所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号的占空比 差值，在检测输出端输出表征所述占空比差值的检测电压； 第一比较器，用于在所述检测电压大于第一阈值时输出第一比较信号； 第二比较器，用于在所述检测电压小于第二阈值时输出第二比较信号； 逻辑检测电路，用于根据至少一个预定检测周期内的所述第一比较信号和所述第二比 较信号输出保护信号。2. 根据权利要求1所述的直流电流检测保护电路，其特征在于，所述占空比差值检测电 路包括： 电容，连接在检测输出端和接地端之间； 充电支路，与所述检测输出端连接，用于受控向所述电容充电； 放电支路，与所述检测输出端连接，用于受控从所述电容放电；以及， 充放电控制电路，用于控制所述充电支路在所述第一脉宽调制信号的电平大于第二脉 宽调制信号的电平时充电，同时控制所述放电支路在所述第一脉宽调制信号的电平小于第 二脉宽调制信号的电平时放电。3. 根据权利要求2所述的直流电流检测保护电路，其特征在于，所述充电支路包括相互 串联的第一电流源和第一开关； 所述放电支路包括相互串联的第二电流源和第二开关； 其中，所述第一开关受控导通以控制所述充电电路充电，所述第二开关受控导通以控 制所述放电支路放电。4. 根据权利要求3所述的直流电流检测保护电路，其特征在于，在所述第一脉宽调制信 号和所述第二脉宽调制信号的电平相等时，所述充放电控制电路控制所述第一开关和所述 第二开关均导通;或者， 在所述第一脉宽调制信号和所述第二脉宽调制信号的电平相等时，所述充放电控制电 路所述第一开关和所述第二开关均关断。5. 根据权利要求2所述的直流电流检测保护电路，其特征在于，还包括： 复位电路，与所述检测输出端连接，用于复位所述电容； 其中，所述逻辑检测电路用于每隔预定检测周期输出复位信号控制所述复位电路进行 复位操作，并在预定时间段内检测到第一比较信号的周期数大于保护阈值输出所述保护信 号或在预定时间段内检测到第二比较信号的周期数量大于保护阈值时输出所述保护信号。6. 根据权利要求2所述的直流电流检测保护电路，其特征在于，还包括： 复位电路，与所述检测输出端连接，用于复位所述电容； 其中，所述逻辑检测电路用于每隔预定检测期输出复位信号控制所述复位电路进行复 位操作，所述逻辑检测电路在连续Μ个检测周期均检测到第一比较信号时输出所述保护信 号，或者，所述逻辑电路在连续Μ个检测周期均检测到第二比较信号时输出所述保护信号，Μ 为大于2的整数。7. 根据权利要求5或6所述的直流电流检测保护电路，其特征在于，所述复位电路包括： 第一电阻和第三开关，串联连接在电源端和检测输出端之间； 第二电阻和第四开关，串联连接在检测输出端和接地端之间； 其中，所述第三开关和所述第四开关受控于复位信号同时导通。8. 根据权利要求5或6所述的直流电流检测保护电路，其特征在于，所述充放电控制电 路根据复位信号控制所述充电支路和所述放电支路同时工作。9. 根据权利要求8所述的直流电流检测保护电路，其特征在于，充放电控制电路包括： 第一非门，输入所述第二脉宽调制信号； 第一与非门，一个输入端输入所述第一脉宽调制信号，另一个输入端与所述第一非门 的输出端连接； 第二非门，输入所述第一脉宽调制信号； 第二与非门，一个输入端输入所述第二脉宽调制信号，另一个输入端与所述第二非门 的输出端连接； 第一或非门，一个输入端输入所述复位信号，另一个输入端与所述第一与非门的输出 端连接，输出充电支路的控制信号； 第二或非门，一个输入端输入所述复位信号，另一个输入端与所述第二与非门的输出 端连接，输出放电支路的控制信号。10. 根据权利要求1所述的直流电流检测保护电路，其特征在于，还包括阈值生成电路， 所述阈值生成电路包括： 第三电阻，连接在电源端和第一阈值输出端之间； 第四电阻，连接在所述第一阈值输出端和第二阈值输出端之间； 第五电阻，连接在所述第二阈值输出端和接地端之间； 其中，所述第一阈值输出端输出所述第一阈值，第二阈值输出端输出所述第二阈值。11. 一种D类放大器，包括： 积分电路，用于输入差分信号输出修正后的差分信号； 脉宽调制电路，用于分别输入修正后的差分信号生成第一脉宽调制信号和第二脉宽调 制信号； 驱动功率级电路，用于分别放大所述第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号；以及， 如权利要求1-10中任一项所述的直流电流检测保护电路，与所述驱动功率级电路连 接； 其中，所述驱动功率级电路在接收到所述保护信号后切换为无输出状态或高阻状态。
【文档编号】H03F1/52GK106059513SQ201610371454
【公开日】2016年10月26日
【申请日】2016年5月30日
【发明人】朱华平, 许江平, 严宇, 严一宇, 吴其昌
【申请人】矽力杰半导体技术(杭州)有限公司