专利名称：最佳同步前置结构的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于同步OFDM传输的接收机的同步前置机构。本发明还进一步涉及OFDM发射机以及用于同步OFDM传输系统的接收机的一种方法。
如
图1中所示的同步前置结构是已知的。这种已知的同步前置结构可再分成A区、B区和C区。A区和B区再分成进一步的部分。A区和B区以及C区被设计成在接收侧具有最佳的特殊的同步功能。例如A区为粗略的帧检测和自动增益控制(AGC)服务。B区为粗略的频率偏置和定时同步服务。C区为信道估计和精细同步服务。
关于B区的具体结构和产生的细节可在以SonyInternational(Europe)GmbH命名的欧洲专利申请99103379.6中找到，它被认为是依据论文54(3)EPC的代表性的现有技术。关于图1中所示的B区和通常时间域同步前置信号的细节参考所述的先前的非预公布的申请。
C区的符号，通常对本发明没有多大意义，在频率域中被规定为C64-26...26＝{1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，0，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，-1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，1，1，1}B区的符号B16是短的OFDM符号，其中副载波+-4，+-8，+-12，+-16，+-20，+-24受调制。在频率域中的内容等于以上引用的EP-99103379.6中提议的内容。可被规定为B16-.26...26＝sqrt(2)*{0，0，1+j，0，0，0，-1+j，0，0，0，-1-j，0，0，0，1-j，0，0，0，-1-j，0，0，0，1-j，0，0，0，0，0，0，0，1-j，0，0，0，-1-j，0，0，0，1-j，0，0，0，-1-j，0，0，0，-1+j，0，0，0，1+j，0，0}后面重复的B区和称为IB16的时间域是前面B16的符号相反的复制品。注意，映象到产生B16的副载波上的符号序列对于低PAPR(峰值-平均功率之比)和小动态范围特别有利。
依据图1中所示的已知概念，A区的符号A16是短的OFDM符号，其中副载波+-2，+-6，+-10，+-14，+-18，+-22受调制(对于64点的IDFT或IFFT)。频率域中的内容可规定为A16-26...26＝sqrt(2)*{0，0，0，0，+1+j，0，0，0，-1+j，0，0，0，-1-j，0，0，0，+1-j，0，0，0，+1+j，0，0，0，+1-j，0，0，0，+1+j，0，0，0，+1-j，0，0，0，+1+j，0，0，0，+1-j，0，0，0，-1-j，0，0，0，-1+j，0，0，0，0}在时间域中每隔一个A16符号的正负号反向是通过特定的副载波加载自动实现的。在时间域中后面重复的A区，称为IA16，是前面RA16的复制品。
本发明的目的是提供一种偏离以上所示的提仪的技术，使得在OFDM系统的接收侧有更好的自相关性质。
本目的是通过独立的权利要求的特性达到的。有关的权利要求进一步发展本发明的中心思想。
因此依据本发明提议了一种用于同步OFDM传输的接收机的同步前置结构。由此同步结构包括至少一个第一和一个第二部分。至少一个第一部分被设计成提供粗略的帧检测和/或AGC控制。在时间域中跟随至少一个第一部分的至少一个第二部分被设计为提供定时和频率同步。至少一个第一部分和至少一个第二部分包含逆快速富里哀变换过的复数符号的频率域序列。
至少一个第一部分的序列依据同步前置结构中至少一个第二部分的序列设置成使同步性能为最佳。因此，根据本发明第一次看到通过改变同步前置结构第一部分的序列可以正面影响同步前置结构的第二部分。换句话说，本发明示出，例如，主要由同步前置结构中至少一个第二部分的序列产生的自相关峰值的质量可以通过同步前置结构中至少一个第一部分的序列的最佳化得到改善。
设计原则是这样来设置A区的频率域内容，使得所得的时间域波形(关于B区的时间域波形)导致改善同步性质。注意，在接收机侧可以使用不同的同步技术，例如自相关或互相关。
至少一个第一部分的频率域序列，可以根据至少一个第二部分的频率域序列这样来设置，使得主要由至少一个第二部分产生的第二相关峰值是最佳的。措辞“主要产生于”用来考虑同步前置结构中至少一个第一部分的序列对第二相关峰值有某些影响的。
同步前置结构的时间域信号可通过将12个复数符号的频率域序列映象到64点的逆快速富里哀变换(IFFT)来产生。因此IFFT的其余输入被设置为0。因此至少一个第一部分的序列的最后六个复数符号与至少一个第二部分的序列的最后六个复数符号可以是相同的。
另外或者换个说法，同步前置结构中至少一个第一部分的序列的头六个复数符号可以和同步前置结构中至少一个第二部分的序列的头六个复数符号各不相同。
至少一个第一部分的频率域序列可以是SA＝(1-i)，(1+i)，(-1+i)，(-1-i)，(1-i)，(-1-i)，(1-i)，(-1-i)，(1-i)，(-1-i)，(-1+i)，(1+i)，在这种情况下，至少一个第二部分的频率域序列是SB＝(1+i)，(-1+i)，(-1-i)，(1-i)，(-1-i)，(1-i)，(1-i)，(-1-i)，(1-i)，(-1-i)，(-1+i)，(1+i).
依据本发明和在以上提出的那样，在OFDM系统的BCCH信道中，还进一步提供一种为传输同步前置结构设计的OFDM发射机。
作为本发明的另一方面，提供一种用于同步OFDM传输系统的接收机的方法。由此同步结构包括至少两部分。至少一个第一部分是为粗略的帧检测和/或AGC控制设计的。在时间域中跟随至少一个第一部分的至少一个第二部分是为定时和频率同步设计的。至少一个第一部分和至少一个第二部分包含逆快速富里哀(IFFT)变换过的复数符号的频率域序列。
因此同步前置结构中至少一个第一部分的序列是这样的，其同步性能的最佳化是取决于至少一个第二部分的序列。
在以下将参考附图来解释本发明的最佳实施方案，使得本发明进一步的目的，优点和特性将更加清楚。
图1示出同步前置结构的结构，图2示出自相关相接图，图3示出依据现有技术利用A-区序列时一种理想的自相关结果。
图4示出依据本发明利用A区序列时理想的自相关结果，图5示出在8倍过采样情况下依据现有技术时A区序列的时间域信号(输入和四象限部分)，图6示出在8倍过采样情况下依据现有技术时A区序列的时间域信号(功率)，图7示出在8倍过采样情况下依据本发明时A区序列的时间域信号(输入和四象限部分)，和图8示出在8倍过采样情况下依据本发明利用A区序列时的时间域信号(功率)。
示出同步前置结构的一般结构的图1已经在本描述的引言部分作了解释。所述的一般结构并未按照本发明作改变。然而，依据本发明A区序列被修改以给出自相关性质的优点。在B区序列固定的情况下，A区序列被最佳化并按固定的B区序列设置，使由A和B区序列产生的自相关峰值得到改善。
设计原则是按这样来设计A区的频率域内容，使得到的时间域波形(关于B区时间域波形)导致改善同步性质。
注意，在接收机侧可以使用其它的同步技术，例如互相关。
注意，A区和B区的长度相等是有益的(相同的短符号数)。
特别是A区这样来改变，使得B区自相关峰值出现较少的平顶和旁瓣。换句话说，依据本发明已经第一次示出通过将A区序列最佳化，可将B区自相关峰值最佳化。
对于A区序列，本发明建议一种改进序列的技术，给出如以下要进一步描述的优点。
通常可以说，A区序列的最后六个复数符号与B区序列的最后六个复数符号可以是相同的。
A区序列的头六个复数符号与B区序列的头六个复数符号可以是各不相同的。
依据本发明A区序列的符号A16在时间域中是短OFDM符号(意思是时间域表示出一种周期性)，其中副载波+-2，+-6，+-10，+-14，+-18，+-22是受调制的。利用依据本发明的序列，A区序列的频率域内容可被规定为A16-26...26＝sqrt(2)*{0，0，0，0，+1-j，0，0，0，+1+j，0，0，0，-1+j，0，0，0，-1-j，0，0，0，+1-j，0，0，0，-1-j，0，0，0，+1-j，0，0，0，-1-j，0，0，0，+1-j，0，0，0，-1-j，0，0，0，-1+j，0，0，0，+1+j，0，0，0，0}由12个已调副载波组成的短OFDM符号通过符号字母表的要素S＝2(±1±j)进行相位调制。在此C区符号未被进一步考虑。
对于A区的全序列为S-26，26＝sqrt(2)*{0，0，0，0，S1，0，0，0，S2，0，0，0，S3，0，0，0，S4，0，0，0，S5，0，0，0，S6，0，0，0，S7，0，0，0，S8，0，0，0，S9，0，0，0，S10，0，0，0，S11，0，0，0，S12，0，0，0，0}*(-1)由此√2被用于使功率归一化，将64点IFFT应用于向量S，其中其余的15个值被设置为0，可以产生四个短的训练符号。IFFT输出被循环地扩展以便得到规定数目的短符号。
A区序列按照现有技术是S1..12＝(1+j)，(-1+j)，(-1-j)，(1-j)，(1+j)，(1-j)，(1+j)，(1-j)，(1+j)，(1-j)，(-1-j)，(-1+j)一个A区序列的例子按照本发明是S1..12＝(1-j)，(1+j)，(-1+j)，(-1-j)，(1-j)，(-1-j)，(1-j)，(-1-j)，(1-j)，(-1-j)，(-1+j)，(1+j)由此区B的全序列是S-26，26＝sqrt(2)*(0，0，S1，0，0，0，S2，0，0，0，S3，0，0，0，S4，0，0，0，S5，0，0，0，S6，0，0，0，0，0，0，0，S7，0，0，0，S8，0，0，0，S9，0，0，0，S10，0，0，0，S11，0，0，0，S12，0，0}由此√2被用于归一化功率，将64点IFFT应用于向量S，其中其余的15个值被设置为0，可以产生四个短的训练符号。IFFT输出被循环地扩展以便得到规定的短符号数。
区B的序列是S1..12＝(1+j)，(-1+j)，(-1-j)，(1-j)，(-1-j)，(1-j)，(1-j)，(-1-j)，(1-j)，(-1-j)，(-1+j)，(1+j)现在通过参考图2解释一种在OFDM系统接收侧的自相关技术。接收到的信号由延时单元2延时相关延时Dac。延时后的信号的共轭复数样本在3产生并与接收到的样本在4相乘。乘积被放入带有窗品尺寸为Wac的滑动平均单元6，然后为阈值检测和/或最大搜索(单元5，7，8)进行后处理以找出正确定时。由单元9产生的拥有峰值的复数相关结果可用于估计频率偏置。
现通过参考图3到7解释模拟结果以展示所提仪的技术的性能。图3示出依据现有技术一种BCCH前置结构的理想自相关结果(幅度与相位)。自相关结果被用于识别帧的开始，调整AGC和影响定时及频率同步。B区尤其可用于随后的同步任务(定时和频率同步)。尽可能精确地实现定时同步是非常重要的，因为从图3可见，依据现有技术BCCH结构出现一个平顶，在区B中自相关幅度峰值以前可将此平顶认出。这种“平顶”效应大大降低定时精度。离开平顶，峰值本身并不表现出良好的和成形好的品质。
图4示出依据本发明BCCH前置结构的自相关性质。如果采用依据本发明的A区序列，以上描述的由利用现有技术提议碰到的平顶和旁瓣效应可被避免。一种BCCH前置结构的A和B区之间的最佳匹配可以实现，因而定时精度可被改进，这基本上是通过特定的时间域结构达到的。在图4中两个清楚的单独的自相关幅度峰值可在BCCH前置结构中被识到，如果为产生A区采用依据现有技术的序列就是这样。
以下将参考图5到7解释时间域信号的性质。
对于OFDM(或者在通常的多载波信号中)，信号包络起伏(称为峰值-平均功率比＝PAPR)是很有意义的。大的PAPR导致差的传输(由于功率放大器的非线性畸变的影响)和在传输系统中有限的信号组分(例如，A/B变换器有限的动态范围)。
对于同步序列来说，更加希望有低PAPR和低动态范围的信号，以便加速接收机AGC(自动增益控制)锁定和调节A/B变换器的参考信号值(输入信号的整个动态范围应该由A/B变换器分辨率所覆盖而没有溢出/下溢)。
图6示出依据现有技术利用A区序列时，所得的时间域信号波形的时间域功率包络，以dB为单位。为了保证利用有限的64点IFFT正确地捕捉峰值，考虑8倍过采样。所得的PAPR是2.13dB和动态范围是6.13dB(8倍过采样)。
图5示出所得的被发送的时间域波形的实部和虚部。
图8示出当利用所提议的依据本发明的序列时所得的时间域信号波形的时间域功率包络。为了保证利用有限的64点IFFT正确地捕捉峰值，考虑8倍过采样。所得的PAPR是2.13dB，动态范围是6.13dB。因此当利用依据本发明的序列与现有技术比较时，PAPR与动态范围并未降低。
图7示出所得的被发送的时间域波形的实部和虚部。
本发明提议一种在OFDM传输系统使用的最佳同步(Synch)符号序列的技术，同步符号结构是利用带有最佳序列的专门设计的OFDM符号组成，这些符号被映象在受调副载波上。所得的同步符号由时间域中的若干重复制品组成。利用所提议的序列，所得的同步符号提供具有所述的估计精度的高定时检测和频率检测。脉冲串被最佳化以获得非常低的包络起伏和非常低的动态范围，降低接收机的复杂性和提高频率与时间检测的性能。所提议的A区序列对于所有其它同步符号尤其适合。
本发明是以同步和训练的前置结构为基础的。被最佳化的序列非常适合于产生前置结构或它的部分(也称为区)，这是通过利用64大小的IFFT将序列映象到适当的OFDM符号的副载波上来实现的。当B区中的自相关结果被用于同步时，本发明的好处在于改进定时精度。依据本发明并不改变依据现有技术的前置结构的时间域结构。
本发明的优点可以概述如下-本发明提议一种基于OFDM的同步符号，具有低的峰值-平均功率比和小的动态范围，-同步性能(与当前的前置结构相比的定时精度)得到改善，-并不修改依据现有技术的特定的时间域前置结构，和-不需要特别的复杂性。
权利要求
1.用于同步OFDM传输系统中接收机的同步前置结构，其中-同步结构包括至少一个第一部分(A区)和至少一个第二部分(B区)，-至少一个第一部分(A区)被设计成供粗略的帧检测和/或AGC控制，和-至少一个第二部分(B区)，在时间域中跟随在至少一个第一部分之后，至少一个第二部分(B区)被设计成供定时与频率同步，-至少一个第一部分(A区)和至少一个第二部分(B区)包含逆快速富里哀(IFFT)变换过的复数符号的频率域序列，其特征在于至少一个第一部分(A区)的频率域序列是根据同步前置结构中至少一个第二部分(B区)的序列设置的，使得所得的时间域波形的同步性能为最佳。
2.依据权利要求1的同步前置结构，其特征在于至少一个第一部分(A区)的频率域序列是根据至少一个第二部分(B区)的频率域序列设置的，使得主要由同步前置结构中至少一个第二部分(B区)产生的第二自相关峰值为最佳。
3.依据权利要求2的同步前置结构，其特征在于通过将12个复数符号的频率域序列映象到64点的IFFT产生同步前置结构的时间域信号，其中IFFT的其余输入被设置为零，至少一个第一部分的序列的最后六个复数符号与至少一个第二部分的序列中最后六个复数符号是相同的。
4.依据权利要求2或3的同步前置结构，其特征在于通过将12个复数符号的频率域序列映象到64点的IFFT产生同步前置结构的时间域信号，其中IFFT的其余部分被设置为零，至少一个第一部分的序列的头六个复数符号与至少一个第二部分的序列中头六个复数符号是各不相同的。
5.依据权利要求2到4中任一项的同步前置结构，其特征在于至少一个第一部分(A区)的频率域序列是SA＝(1-i)，(1+i)，(-1+i)，(-1-i)，(1-i)，(-1-i)，(1-i)，(-1-i)，(1-i)，(-1-i)，(-1+i)，(1+i)，和至少一个第二部分(B区)的频率域序列是SB＝(1+i)，(-1+i)，(-1-i)，(1-i)，(-1-i)，(1-i)，(1-i)，(-1-i)，(1-i)，(-1-i)，(-1+i)，(1+i).
6.一种OFDM发射机，设计用于发送在OFDM系统的BCCH信道中依据前面的权利要求中任一项的同步前置结构。
7.用于同步OFDM传输中接收机的方法，其中-同步结构包括至少一个第一部分(A区)和至少一个第二部分(B区)-至少一个第一部分(A区)被设计用于粗略的帧检测和/或AGC控制，和-至少一个第二部分(B区)在时间域中跟随在至少一个第一部分之后，-至少一个第二部分(B区)被设计用于定时和频率同步，-至少一个第一部分(A区)和至少一个第二部分(B区)包含逆快速富里哀(IFFT)变换过的复数符号的频率域序列，其特征在于至少一个第一部分(A区)的频率域序列的设置步骤取决于同步前置结构中至少一个第二部分(B区)的序列，使所得的时间域波形的同步性能为最佳。
8.依据权利要求7的方法，其特征在于至少一个第一部分(A区)的频率域序列是根据同步前置结构中至少一个第二部分(B区)的频率域序列设置的，使得主要由至少一个第二部分(B区)产生的第二自相关峰值为最佳。
9.依据权利要求8的方法，其特征在于同步前置结构的时间域信号是通过将12个复数符号的频率域序列映象到64点IFFT产生的，其中IFFT的其余输入被设置为零，至少一个第一部分的序列的最后六个复数符号是与至少一个第二部分的序列的最后六个复数符号相同的。
10.依据权利要求8或9的方法，其特征在于同步前置结构的时间域信号是通过将12个复数符号的频率域序列映象到64点IFFT产生的，其中IFFT的其余输入被设置为零，至少一个第一部分的序列的头六个复数符号是与至少一个第二部分的序列的头六个复数符号各不相同的。
11.依据权利要求8到10中任一项的方法，其特征在于至少一个第一部分的频率域序列是SA＝(1-i)，(1+i)，(-1+i)，(-1-i)，(1-i)，(-1-i)，(1-i)，(-1-i)，(1-i)，(-1-i)，(-1+i)，(1+i)，和至少一个第二部分的频率域序列是SB＝(1+i)，(-1+i)，(-1-i)，(1-i)，(-1-i)，(1-i)，(1-i)，(-1-i)，(1-i)，(-1-i)，(-1+i)，(1+i).
全文摘要
本发明是以同步和训练的前置结构为基础的。最佳化的序列非常适于产生前置结构或其一部分(也称为区),这是通过将此序列映象到适当的带有规模为64点IFFT的OFDM符号的副载波来实现的。当在B区中的自相关结果被用于同步时,本发明的好处是改善定时精度。依据本发明并不改变依据现有技术的前置结构的时间域结构。本发明的优点可概述如下:本发明提议一种基于OFDM的同步符号,具有低的峰值－平均功率比和小的动态范围,同步性能(与当前的前置结构相比的定时精度)得到改善,并未修改依据现有技术的特定的时间域前置结构,和不需要特别的复杂性。
文档编号H04J11/00GK1272014SQ0010702
公开日2000年11月1日 申请日期2000年4月24日 优先权日1999年4月23日
发明者R·贝恩克, T·德勒, T·康沙克 申请人:索尼国际(欧洲)股份有限公司