专利名称：在调制系统限制信号幅度的方法
技术领域：
本发明一般涉及一种用于限制从数字调制器输出的信号幅度的方法。本发明尤其涉及处理在矩形平面上排列的信号点。
背景技术：
最近几年，码分多址(CDMA)系统已经在移动无线通信领域得到了广泛关注。宽带码分多址(WCDMA)和窄带码分多址CDMA系统都已提出。WCDMA使用比窄带系统更宽的信道，这样就能提高频率分集效果，由此降低衰落问题。
在CDMA系统中的调制方法为正交调幅QAM。这个术语用于描述正交组合两个幅度和相位调制的载波。正交指两个载波之间的相差为90°。其中一个载波称为同相载波，而另一载波称为正交载波。一个载波可以是经数字调制的正弦波，而另一载波可以是经数字调制的相同频率的余弦波。因此，每个QAM调制器的任务是执行[1(n)，Q(n)]的圆周旋转。
图1示意了一种在WCDMA系统的数字调制器。扩展和加扰的复值物理信道利用复合加法在加法器10组合。结果产生的复值码片序列被应用于分路器11。分路器将该复值码片序列分为两个并行分支。在上一分支和下一分支中的信号都为实数值信号。通常在上一分支中的信号代表I信号，而在下一分支中的信号代表Q信号。
该调制为QPSK(正交相移键控)，其中I信号在乘法器14与一个频率为fL的余弦信号相乘，而Q信号在乘法器15与一个频率同样为fL的正弦信号相乘。接着，产生的信号在加法器16相加，其中和信号为该调制器的输出信号。通常I信号和Q信号都在整形滤波器(未示出)被整形。
图2描绘了在2-维平面上表示的一个I-信号和一个Q-信号的构象点。这个平面称为同相和正交平面，简称为I-Q平面。从图中可看出，该构象点离原点的距离可视为从两个分量，即Q分量和I分量，构成的向量的顶端。该构象点在I-Q平面上的位置，即该向量的长度和角度，取决于该I和Q值，而这两个值又取决于所用的调制方案。
当该调制器的连续输出信号表示为s(t)，I-信号表示为I(n)，而Q-信号表示为Q(n)时，输出信号可根据下述公式表示s(t)＝I(n)cos(ωt)+Q(n)sin(ωt) (1)输出信号s(t)的最大幅度为max{s(t)}=I(n)2+Q(n)2---(2)]]>注意这个幅度与图2所示的向量长度相同。
在数字域，数字调制信号的幅度点构成I-Q平面上的构象点。在I-Q平面上，信号点的构象对信噪(S/N)比和传输差错率有很大影响。传输差错率取决于这些信号点之间的距离。如果这个距离太小，在接收机提取一个与真实信号点相邻的信号点时可能出错。另一方面，构象的形状影响发射机的操作。在技术上我们知道，基于I-Q平面上一个信号点的调制信号的功率与该信号点和该I-Q平面的原点之间的距离平方成正比。换言之，信号点距离原点越远，对应该点的调制信号的功率越高。
由于若干原因实数型调制器的构象点不是最佳的，通常一些输出向量太大。因此，在现有技术中，必须通过某一方式限制调制器的输出向量。
最直截了当的方式是只缩短太长的输出向量。这个任务是限制二维向量的幅度为一定值，而且保持其原有方向。通常这意味着首先必须计算该向量的幅度，如果这个幅度超过限值，原向量将按比例缩小。这个过程包括诸如乘、平方根和除的运算，利用类似ASIC或FPGA或数字信号处理器DSP的数字逻辑很难有效实现这些运算。这意味着必须采用近似方法。然而由于数字逻辑的特征，很难保持原向量的方向，这样做将引起错误。
图3描绘了64-级调制方案的信号点的矩形构象。在这个例子中，构象中的每个点表示一个调制符号，它由一个唯一的六位组合构成。沿横轴的点表示单个余弦载波的所有可能调制，而沿纵轴的点表示单个正弦载波的所有可能调制。这种构象可通过所谓的方形(square)削波实现，在此每个向量的分量x，y被独立限制(削波)。
rresult＝xresultex+yresultey，其中 在上述公式中，ex为Q轴的单位向量，而ey为I轴的单位向量。
这种削波很容易利用硬件实现，但其质量不是很高。其幅度差在0≤G<20log2dB≈3dB]]>的范围内，而角度差被限制为|θ|＜45°。
然而，矩形构象不是一种好的形式，因为边角处的信号点远离原点。类似图3中的信号点1的这些信号点具有很大能量。因此，我们知道排列该构象以构成一个六边形，如图3中的虚线描绘。
该构象的最佳形式将为一个圆，使每个符号的平均能量最小。圆形构象的效果比六边形好0.7dB，而比矩形好约3dB。然而遗憾的是，实际应用中很难实现排列该构象为一个圆，而且效率的提高大大增加了调制器的难度。
然而，当使用矩形或六边形构象形状时，由于边角处的高功率调制的信号，发射机的输出容易饱和。由此，发射机的最大输出功率将根据边角点限制。因此，其他点的输出功率不象发射机将允许的那样高。因此，发射机的容量使用没有达到最佳。然而，矩形构象广泛使用但具有一个功率控制电路，调制器的输出信号施加到这个电路。这就减轻了由构象形状导致的缺陷。
现有技术方法的缺点是难于限制发射机的峰值发射功率。利用矩形或六边形构象的限制实际上很难，因此它必须基于反复试验方法。另一缺点是难于保持向量的原方向。已知方法要求相对复杂的实现。
发明内容
本发明的一个目的是设计一种方法，使数字调制器产生的信号幅度低于一个预定限值但仍保持该向量的原方向。
本发明的另一目的是设计一种方法，使得在调制器简单和精确地实现向量削波。
这些目的的实现使得不是处理数字调制器的输出向量或其分量向量，而是在调制之前，即，在分别与一个正弦信号和一个余弦信号相乘之前，对基带I和Q信号进行处理。
I-和Q信号被施加到削波电路的输入端。预定限值也施加到该削波电路的另一输入端。削波电路在I-Q平面上旋转I-和Q信号的值，即，终止于构象点I、Q的向量，到终止于该限值的向量。同时，终止于限值的向量向终止于构象点I、Q的向量旋转。旋转利用Cordic算法实施。完成旋转后，终止于构象点I、Q的向量与旋转前终止于限值的向量成一条直线，而终止于限值的向量与旋转前终止于构象点I、Q的向量成一条直线。
现在比较旋转后I-Q向量的长度与该限值向量。如果旋转后I-Q向量短于该限值向量，那么原I-Q向量被接受，而且从削波电路中输出原I-和Q-信号。因此，利用原I-和Q信号执行载波调制。
但如果旋转后I-Q向量长于该限值向量，那么原向量将被丢弃，而被旋转后的限值向量取代。因此，利用旋转后的限值向量具有的I-和Q信号值执行载波调制。
本发明的一个要点是正确选择该限值。即，选择终止于该限值的向量以便它在Q轴或I轴方向上。因此，该向量始于原点，并且沿正Q轴或沿正I轴伸展。该向量的预定长度与削波电路的削波限值相同。
现在参考附图更详细地描述本发明，其中图1为QAM调制器的原理图；图2描绘了I-Q平面上的I-Q向量；图3示出了一种矩形构象；图4示意了削波电路在调制器中的位置；图5描绘了信号点的再定位；图6示意了向量的旋转；图7示意了在Cordic旋转之前的向量；图8示意了在Cordic旋转之后的向量；以及图9为该方法的简化框图。
具体实现方式图4示意了该削波电路在调制器中的位置。从图中可看出，它位于分路电路11以及乘法器14和15之间。因此，来自该分路电路的I-和Q信号为削波电路的输入信号。该削波电路的其他输入信号为两个限值。来自削波电路11的输出信号表示为I*和Q*。信号I*施加到乘法器14，而信号Q*施加到乘法器15。
图5示出了削波电路如何对幅度太大的信号点进行处理。包含一个I-信号和一个Q-信号的每个信号对在I-Q平面上构成一个信号点，称为构象点。一些信号点在图中表示为黑点。始于原点且终止于信号点(I，Q)的向量的长度S为S=I2+Q2---(4)]]>下文中称这些向量为I-Q向量。
前面提及的限值，也施加到削波电路的输入端，它们表示为ILIMIT和QLIMIT。在I-Q平面上，限制可视为始于原点且终止于信号点ILIMIT，QLIMIT的限值向量。因此该限值向量的长度SLIMIT为SLIMIT=IILIMIT2+QLIMIT2---(5)]]>当长度SLIMIT固定时，满足上述公式的所有ILIMIT，QLIMIT值对沿一个半径为SLIMIT的圆排列(见图5)。下文中称所有始于原点且终止于该圆的向量为限值向量。
再参考图5，削波电路的作用使得能缩短端点位于半径SLIMIT的圆外的任何I-Q向量，端点(I，Q)以这个缩小量沿该向量移向这个圆，并得到新的I和Q值。例如，具有值I、Q的信号点1被位于半径SLIMIT的圆上且具有值I*和Q*的一个新信号点取代。这可根据下面的限制条件表示如果I2+Q2>SLIMIT]]>则向量S缩短到端点(I*Q*)，这样(I*)2+(Q*)2≤SLIMIT]]>有效。
实际上，每当从分路电路接收到一个新信号点值(I，Q)，不能总是输入新的限值，因为在削波周期之初，信号点值是未知的，即，每个I-Q向量的长度和角度随向量而异。
因此，限值ILIMIT，QLIMIT被选择为恒值，此外使得ILIMIT或QLIMIT为0。因此，限值为ILIMIT，0或0，QLIMIT。这意味着限值向量在I-Q平面的I轴或Q轴上。这样选择限值的优点在后面将很明显。
削波电路通过应用CORDIC算法对I-Q向量和限值向量圆周旋转来执行上面提及的限制条件。在参考文献J.E.Volder“CORDIC三角法计算技术”，IRE电子计算机学报，Vol.EC-8，No.3，PP.330-334，1959年9月，描述了所述算法。
CORDIC(协调旋转数字计算机)计算技术是特别为实时数字计算机的使用开发的，其中大部分计算涉及导航公式的三角法关系的不连续、编程解决方案，以及坐标变换的三角法关系的高解决速率。在该算法中，采用一个条件加法和减法序列。给定一个向量的坐标分量和旋转角度，计算在旋转给定角度后原向量的坐标分量。
因此，利用CORDIC算法能有效实现本发明中所用的圆周旋转，该算法是一种用于计算许多基本功能的迭代算法。
现在，简要描述CORDIC算法的原理。本发明的削波方法的主要任务是执行[I(n)，Q(n)]T的圆周旋转。
这个过程在图6示意，其中原向量的坐标为I、Q。原向量旋转一个在此由ANG表示的角度。因此，原向量的坐标由I和Q变为I′和Q′。
在数学上这可表示为I′＝I·cos(ANG)+Q·sin(ANG)(7)Q′＝Q·cos(ANG)-I·sin(ANG)上述公式可重新组合如下I′＝cos(ANG)·[I+Q·tan(ANG)] (8)Q′＝cos(ANG)·[Q-I·tan(ANG)]通过执行一系列连续的较小基本旋转可得到任意角度的旋转。限制旋转角度以便tan(Angi)＝±2-i，式中i＝0，1，2...，因此与正切项的相乘被减化为该实现电路中的二进制移位操作。
现在根据公式(9)可表示出迭代旋转
Ii+1＝Ki[Ii+Qidi2-i]Qi+1＝Ki[Qi-Iidi2-i] (9)Ki＝cos(tan-1(2-i))式中Ki为比例常数，而di＝-1或+1，取决于旋转的方向。
没有比例常数的话，这两个向量分量很快达到满刻度。然而，从迭代公式(9)中去除比例常数Ki将得到一个简单的用于向量旋转的移位加算法。通过缩短(按比例降低)原向量可去除比例常数。CORDIC旋转算法的增益约为g＝1.647，因此如果原向量在任何一个坐标轴上，利用增益最便于执行比例缩放。
去除比例常数后得到公式(10)Ii+1＝[Ii+Qidi2-i] (10)Qi+1＝[Qi-Iidi2-i]di＝-1或+1，取决于旋转的方向。
公式(10)用于执行这些向量的旋转。
图7示意了削波电路对从分路器接收的每个I-Q信号执行的操作，目的是实现图5所示的结果。以基带调制速率，例如16MHz，产生I-Q信号对。这些信号对被视为向量，其中接收的每个向量的长度和角度随向量而异。此外，为清晰起见，我们假设信号点1在图7对应图5的信号点1。
重参考图7，其中示出了原向量和按比例缩小后的限值向量的位置。原向量始于原点终止于信号点1。应注意的是，由于利用Cordic旋转可达到的总旋转角被限制为约±90°，可能要求首先旋转180°。因此，如果原向量的端点为点A，则该向量必须首先旋转180°角，以便信号点A变为信号点1。由此，如果另一原向量的端点为点B，则该向量必须首先旋转180°角，以便信号点B变为信号点C。由于只要通过改变原向量分量的符号就可实现初始化，因此初始化很容易。
限值ILIMIT，QLIMIT也被视为一个向量。如前所述，选择这些值，以便这对值为ILIMIT，0或0，QLIMIT。在图中，这对值为0，QLIMIT，其中该限值向量始于原点，沿Q轴伸展，且终止于点QLIMIT。接着，通过将该削波限值向量除以增益g＝1.647，将该限值向量以Cordic旋转的增益为比例缩小。现在经缩小的限值向量的起始位置从原点开始，终止于点D。
现在，开始向量的Cordic旋转。迭代旋转的目的是，原I-Q向量将从信号点1向Q轴旋转，直到到达缩小后的限值向量的原方向。同时缩小后的限值向量旋转相同量，但反方向旋转，即，朝向原I-Q向量，直到到达原向量的方向。旋转方向如图7的箭头所示。
图8示意了在执行Cordic旋转步骤后向量的位置。因此，完成预定的旋转步骤后原向量与Q轴平行或几乎平行。但由于Cordic算法的特征，该向量的长度在旋转期间增大了增益g，其中旋转后原向量的顶端到达Q轴上的点PUNSCALED。因此，通过将值PUNSCALED除以Cordic旋转的增益g可得到旋转后原向量的真正幅度。结果，旋转后原向量的真正顶端将在Q轴上的点PSCALED。
现在，选择限值以便限值向量沿Q轴(或沿I轴)伸展的原因就很明显了。这是因为无需计算原向量旋转后的长度；该长度就是在点PSCALED上的Q值。
在原I-Q向量旋转的同时，缩小的限制向量旋转到平行于原I-Q向量。在旋转期间，缩小的向量的长度增大。执行旋转后，该向量增大Cordic旋转的增益g。但由于限值向量在旋转前已按比例缩小了因子g，结果使得旋转后限值向量的长度在理想情况下与该圆半径相同，即，限值QLIMIT。旋转后限制向量的坐标值在图8表示为IL、QL。
现在，削波电路判断从该电路输出的值I*和Q*是什么(见图4)。旋转和缩小后的原向量与限值向量相比较。由于比较点PSCALED在Q轴上的Q-值与值QLIMIT就够了，因此很容易实现。如果原向量的长度比限值向量长，即，点PSCALED在Q轴上的Q值大于值QLIMIT，则原向量的长度超过限值。因此，旋转后的限值向量将用作削波电路的输出向量，即，旋转后的限值向量的坐标值IL、QL用作从削波电路输出的值I*，Q*。
但如果旋转和缩小后的原向量的长度短于限制向量，即，点PSCALED在Q轴上的Q值小于值QLIMIT，则原I-Q向量的I和Q值将用作从削波电路输出的值I*，Q*。
图9描绘了削波电路执行的主要步骤。该方法以接收I和Q信号(步骤91)和接收限值(步骤90)开始。接着，对应限值的限值向量以Cordic旋转的增益为比例缩小，以便该向量的幅度在旋转后不会超过旋转前所述向量的幅度(步骤92)。自然，按比例缩小限值向量只能执行一次，而且结果存储在一个存储器中，由此可以读出结果。
现在，开始向量的Cordic旋转(步骤93)。迭代旋转的目的是旋转原I-Q向量以便其到达缩小的限制向量的原方向。同时，缩小的限值向量旋转相同量但反方向旋转，即朝向原I-Q向量，这样就能到达原I-Q向量的原方向。
由于旋转后原向量的幅度在旋转期间已增大，它必须除以Cordic旋转的增益g(步骤94)。接着旋转和缩小后的原向量与限值向量相比较(步骤95)。如果旋转和缩小后的原向量的长度短于限制向量，则旋转后限值向量的顶端坐标I*，Q*将被用作削波电路的输出信号值(步骤98)。但如果旋转和缩小后的原向量长度短于限制向量，则原I和Q信号将被用作削波电路的输出信号值(步骤99)。
本发明基于CORDIC的削波器可利用一串互连的加法器/减法器实现。因此利用现有FPGA中的基本逻辑结构可实现。最好，用于对应XilinxXC4000族的可配置逻辑块(CLB)以及特别是Altera’sFLEX设备的逻辑元件(LE)。该方法还可利用ASIC或数字信号处理器(DSP)实现。
如果假设是无限精确计算，那么角度和幅度精度完全由Cordic旋转中使用的迭代步骤数确定。角度误差被限制为最后一个旋转步骤角度的值|θ|＜arctan2-N+1。例如，如果有8个迭代，角度精度为±0.45°。幅度误差被限制为0dB≤G＜-20log[cos(arctan2-N+1)]dB。如果使用8次迭代，最大幅度误差的一个例子为小于0.0003dB。显然总精度也很依赖于计算中使用的精度，甚至在几乎任何现行解决方案中是主要因素。本发明方法的最大好处是只通过增加迭代步骤就可使实现降低到任何所需精度。尽管本发明的方法要求乘除操作，但除数和乘数是固定的(Cordic旋转增益)，而且这些操作很容易实现。
权利要求
1.一种用于处理数字调制器产生的I和Q信号的方法，这些信号被视为在包括Q轴和I轴的矩形坐标平面上的一个原始I-Q向量的正交向量分量，包括步骤指定两个限值，确定一个始于原点终止于该限值的限值向量；通过利用Cordic旋转算法，以多个步骤逐步向该限值向量旋转原I-Q向量，直到旋转后的原向量与该限值向量近似成一条直线；通过利用Cordic旋转算法，以相同数量的步骤逐步向原I-Q向量旋转限值向量；比较旋转后的原I-Q向量的长度与限值向量的长度；如果旋转后的原向量短于限值向量，则应用原I和Q信号到数字调制器；而如果旋转后的I-Q向量长于限值向量，则应用旋转后的限值向量的I和Q坐标值到数字调制器。
2.根据权利要求1的方法，还包括步骤设置任何一个限值为0，其中该限值向量或沿Q-轴或沿I-轴伸展。
3.根据权利要求2的方法，其中当限值向量沿Q-轴伸展时，限值向量的长度和旋转后原I-Q向量的长度设置所述向量的Q坐标。
4.根据权利要求2的方法，其中当限值向量沿I-轴伸展时，限值向量的长度和旋转后原I-Q向量的长度设置所述向量的I坐标。
5.根据权利要求1的方法，还包括步骤通过将所述向量除以Cordic旋转算法的增益，在旋转前按比例缩小该限值向量，其中在旋转期间该缩小的限值向量的长度增大到限值向量的原长度。
6.根据权利要求1或5的方法，还包括步骤通过将所述向量的长度除以Cordic旋转算法的增益，按比例缩小旋转后的原I-Q向量，其中旋转和缩小后的原向量的长度与限值向量的长度相比较。
7.根据权利要求1的方法，其中同时执行原I-Q向量的旋转和限值向量的旋转。
8.根据权利要求1的方法，其中当原向量位于利用Cordic旋转可到达的总旋转角外时，通过改变向量分量的符号，原I-Q向量和限值向量首先旋转角度180°。
9.根据权利要求1的方法，其中旋转步骤的数量预先固定。
10.一种削波电路，用于在应用原I和Q输入信号到数字调制器之前对这些信号进行处理，输入的I和Q信号被视为在包括Q轴和I轴的矩形坐标平面上的一个原始I-Q向量的正交向量分量，包括用于输入限值的另一个输入端，所述限值确定一个始于原点终止于该限值的限值向量；第一Cordic旋转装置，用于以预定数量的步骤逐步向该限值向量旋转原I-Q向量，直到旋转后的原向量与该限值向量近似成一条直线；第二Cordic旋转装置，用于以预定数量的步骤逐步向原I-Q向量旋转限值向量，直到旋转后的限值向量与原向量近似成一条直线；用于比较旋转后的原I-Q向量的长度与限值向量的长度的装置；选择装置，用于如果旋转后的原I-Q向量短于限值向量，则应用原I和Q信号到数字调制器，而如果旋转后的原向量长于限值向量，则应用旋转后的限值向量的I和Q坐标值到数字调制器。
11.根据权利要求10的削波电路，该电路还包括缩小装置，通过将所述向量除以Cordic旋转算法的增益，在旋转前按比例缩小该限值向量。
12.根据权利要求11的削波电路，该电路还包括另一缩小装置，通过将所述向量除以Cordic旋转算法的增益，按比例缩小旋转后的原I-Q向量，其中旋转和缩小后的原I-Q向量与限值向量相比较。
13.根据权利要求11的削波电路，其中第一Cordic旋转装置和第二Cordic旋转装置适用于同时旋转向量。
14.根据权利要求13的削波电路，其中第一Cordic旋转装置的输出被耦合回所述装置的输入端，而第二Cordic旋转装置的输出被反馈回所述装置的输入端，其中每个旋转步骤由相同装置执行。
15.根据权利要求11的削波电路，其中第一和第二Cordic旋转装置是利用现场可编程门阵列(FPGA)实现的。
16.根据权利要求11的削波电路数字调制器，其中第一和第二Cordic旋转装置是利用数字信号处理器实现的。
全文摘要
能限制(削波)数字调制器产生的信号幅度,以便不处理数字调制器的输出向量或其分量向量,而是在调制之前对基带I和Q信号进行处理。I－和Q－信号作为削波电路的输入。预定限值也被施加到削波电路的另一输入端。削波电路朝限值向量旋转I－Q向量。同时限值向量朝I－Q向量旋转。旋转利用cordic算法实施。完成旋转后,旋转后的I－Q向量与原限值向量成一条直线,而旋转后的限值与原I－Q向量成一条直线。接着比较旋转后I－Q向量的长度与原限值向量。如果旋转后I－Q向量短于限值向量,则从削波电路的输出信号为原I－Q信号。但如果旋转后I－Q向量长于限值向量,则原I－Q信号将被丢弃,而被旋转后的限值向量的坐标值取代。
文档编号H04L27/20GK1387718SQ00812318
公开日2002年12月25日 申请日期2000年12月14日 优先权日2000年12月14日
发明者吉莫·塔斯基宁 申请人:诺基亚公司