专利名称：窄带混乱频移键控的制作方法
技术领域：
本发明涉及信号发送和接收。
背景技术：
已经存在多种基于混乱(chaos)信号的通信系统的设计方式，诸如由Kocarev(1992)、Belsky和Dmitriev(1993)、Cuomo(1993)、Pecora和Carrol(1993)、Dmitriev和Starkov(1997)提出的那些设计方式。这些现有的方式着重于模拟扩频类型的系统，因此固有地为宽带的。而且，还没有设法通过码元约束来限制混乱系统的状态空间轨道。已经对于这些现有的和其他类似的系统进行了性能评价，但是这样的系统缺少码元动态控制或信道带宽控制。
下面是一些定义，它们被提供来增强对于随后的说明的理解在几何学上，线性指的是欧几里得对象，诸如线、平面和(平坦)三维空间等。这些对象不论如何被查看都显示为相同的。诸如球体的非线性对象从不同的比例尺看是不同的。当近处看时，它看起来像平面；从远处看，它看起来像点。在代数学上，线性以具有属性f(x+y)＝f(x)+f(y)和f(ax)＝afx)的函数的形式被定义。非线性被定义为线性的否定。这表示结果f(x+y)可以是与输入x和/或y不成比例的。因此，非线性系统不遵循叠加定理。
动态系统具有相关联的抽象相位空间或状态空间，该相关联的抽象相位空间或状态空间具有描述在任何时刻的动态状态的坐标；动态规则，它在给出所有状态变量的现值的情况下详细说明所有状态变量的最接近的未来趋势。如果对每个状态存在唯一结果，则动态系统是“确定的”；如果存在多个结果。则动态系统是“随机的”，这典型地选自一些概率分布。可以相对于离散或连续时间而定义动态系统。通过映射z1＝f(z0)来定义离散的情况，映射z1＝f(z0)给出了在下一个离散时间值从初始状态z0得到的状态z1。通过“流”z(t)＝φ(t)(z0)k来定义连续的情况，“流”z(t)＝φ(t)(z0)k在被给出了当时间0时状态是z0的情况下，提供在时间t的状态。一个平滑流可以相对于(“w.r.t.”)时间被微分以提供微分方程dz/dt＝F(z)。在这种情况下，F(z)被称为矢量场，它给出了在相位空间中每个点的速度方向指示的矢量。
相位空间或状态空间是动态系统的可能状态的集合。状态空间可以是有限的(例如，对于理想的扔硬币，存在两种状态，正面和背面)、可计数地无限的(例如状态变量是整数时)或不可计数地无限的(例如状态变量是实数时)。在状态或相位空间的概念中隐含的是在相位空间中的特定状态完全地规定系统。一个人对于系统所需要知道的全部是完全了解最近的未来。
因此，平面摆锤的相位空间是两维的，包括位置或角度和速度。注意在矢量场的映射明确地依赖于时间的非自主系统中(例如依赖于太阳光量的植物生长模型)，因此，按照相位空间的定义，必须包括时间来作为相位空间坐标，因为必须指定具体的时间(例如在星期二的下午三点)以知道随后的运动。因此，dz/dt＝F(z，t)是在包括(z，t)的相位空间上的动态系统，外加新的动态dt/dt＝1。由初始值问题的解描述的在相位空间中的路径被称为动态系统的轨道或轨迹。如果状态变量取连续的实数值，则连续时间系统的轨迹是曲线；而离散时间系统的轨迹是点序列。
用于哈密尔顿系统的自由度的定义表示一个正则共轭量对构形(configuration)q和他的共轭动量p。哈密尔顿系统总是具有这样的变量对，因此相位空间是偶数维的。在耗散系统中，术语相位空间经常不同地用于指定相位空间的单个坐标尺寸。
一个映射是一个在相位空间上的函数f，它在被给出它的当前状态z的情况下给出系统的下一个状态f(z)(即，“图像”)。一个函数必须对于每个状态具有单个值，但是可能存在产生同一图像的几个不同状态。允许访问相位空间的每个状态并且对于每个状态(即一对一的对应)精确地具有一个原象的映射是可逆的。另外，如果所述映射及其反转相对于相位空间坐标z是连续的，那么它被称为异物同形(homeomorphism)。一个映射的迭代表示重复施加前一个应用的结果。因此产生序列zn＝f(zn-1)＝f(f(zn-2).........)＝f(z0)其中，这个序列是具有初始条件z0的动态系统的轨道或轨迹。
每个微分方程产生一个映射。时间1映射将流前进一个时间单元。如果微分方程包括以时间T为周期的一个项目或多个项目，则在系统中的时间T映射表示一个庞加莱截面(Poincare section)。这个映射也被称为频闪映射，因为它使用被调谐到周期T的频闪观测器而有效地观看在相位空间中的位置。这是有益的，因为它允许免除作为相位空间坐标的时间。
在自主系统(即在方程中没有与时间有关的项)中，有可能定义一个庞加莱截面来将相位空间坐标降低。在此，当一个轨迹通过相位空间中的固定表面的时候，庞加莱截面不是通过固定的时间间隔、而是通过连续的时间被定义。从流的庞加莱截面或频闪采样产生的映射必须是可逆的，因为流通过在相位空间中的任何点具有唯一解。因此，所述解在向前和向后时间上是唯一的。
吸引子只是一个系统所处的状态，它暗示需要的消耗。因此，从长远观点来看，一个消耗的动态系统可以慢慢进入吸引子。吸引子也可以被定义为具有一个邻居的相位空间，其中每个点靠近地定位并且随着时间趋于无限而逼近吸引子。最终逼近吸引子的点的邻居是“吸引盆”。
混乱被定义为在确定性的动态系统中由于其对初始条件的敏感性而产生的有效不可预测的长期行为。必须强调在知道其初始条件的情况下可以良好地预测一个确定性的动态系统，并且确定性的动态系统在实际中总是在短期可以被预测的。长期的不可预测性的关键是被公知为对初始条件的敏感性的属性。对于将要混乱的动态系统，它必须具有一大组非常不稳定的初始条件。不论如何精确地测量这些初始条件，对于其后续运动的预测最终将完全错误。
李雅普诺夫(Lyapunov)指数测量靠近的轨迹会聚或发散的速率。存在有与在系统的状态空间中的维数一样多的李雅普诺夫指数，但是最大的通常是最重要的。粗略地说，最大的李雅普诺夫指数是在两个靠近的轨迹之间的距离的表达式中的时间常数λ。如果λ是负的，则轨迹迟早会聚，并且动态系统对初始条件不敏感，如果λ是正的，则在靠近的轨迹之间的距离在时间上以指数增长，并且系统变为对于初始条件敏感。
可以以两种方式来计算李雅普诺夫指数。在一种方法中，选择两个靠近的点，并且在时间上演化它们，测量在它们之间的距离的增长率。这种方法的缺点在于增长率不是真实的随着点分开的局部效果。测量增长的更好的方式是测量对于给定的轨迹的正切向量的增长率。限定对于j＝0至k-1，λ=1kΣln|f′(x(j))|.]]>如果λ＞0，则它给出了发散的平均速率，或者如果λ＜0，则它示出了会聚度。
用于混乱的最小相位空间维度是略为混淆的话题，因为答案依赖于所考虑的系统的类型。首先考虑微分方程的流或系统。在这种情况下，Poincare-Bendixson定理指示在一或两维相位空间中没有混乱。混乱仅仅在三维流中是可能的。如果流是非自主的(即依赖于时间)，则时间变为相位空间坐标。因此，具有两个物理变量外加一个时间变量的系统变为三维的，并且混乱是可能的。
对于映射，只有在映射不可逆时，才可能在一维中具有混乱。一个显著的示例是逻辑映射x′＝f(x)＝rx(1-x)这个方程对于r＝4和许多其他值可以证明混乱。注意对于每个点f(x)＜1/2，这个函数具有两个原象，因此是不可逆的。这个概念是重要的，因为这个方法可以用于表示在实现系统中所使用的各种电路拓扑的特性。
诸如M相相移键控(“PSK”)和M元正交幅度调制(“QAM”)的较高级调制系统需要高等级的信道线性，以便被成功地使用。因为使得所述架构适应于美国通信委员会(“FCC”)光谱模板所需要的系统的复杂性，M相相移键控和M元QAM系统的使用昂贵。具有M相相移键控和M元QAM架构的系统具有“机顶”盒以解码高速副载波信号，因为通常的接收器使用FM解调器来恢复基带信息。另外，M元系统受到与由使用每个码元多个比特的调制方案带来的高等级带宽压缩相关联的功耗的影响。对于在一个上限之外的实际实现，M元系统变得过于损耗。
发明内容
现有技术的这些和其他缺点和缺陷由一种用于通过窄带混乱频移键控进行信号发送和接收的系统和方法处理。
所述系统包括前向纠错编码器，用于接收输入的数据；数据分组化器，它与所述前向纠错编码器进行信号通信；压缩编码器，它与所述数据分组化器进行信号通信；射频链路，它与所述压缩编码器进行信号通信；压缩解码器，它与所述射频链路进行信号通信；数据逆分组化器，它与所述压缩解码器进行信号通信；以及前向纠错解码器，它与所述数据逆分组化器进行信号通信，以通过控制混乱的轨迹而恢复输入的数据。
相关联的方法包括步骤发送指示混乱频移键控数据的信号；在窄频带内传播所发送的信号；接收所述被传播的信号，并且通过控制混乱的轨迹而基本上没有使所指示的数据退化。
通过下面结合附图所读取的示例实施例的说明，本公开的这些和其他方面、特点和优点将会变得清楚。
本公开按照下列示意图来教授窄带混乱频移键控，其中图1示出了用于窄带混乱频移键控的系统的方框图；图2示出了按照图1的系统的窄带混乱调制发送器的方框图；图3示出了按照图1和图2的系统的编码器的方框图；图4示出了按照图1的系统的窄带混乱通信接收器的方框图；图5示出了按照图1和图4的系统的解码器的方框图；图6示出了用于说明按照图1的系统的操作的示意Colpitts振荡器的示意方框图；图7示出了用于图1的系统的偏斜帐篷映射的曲线；图8示出了用于图1的系统的另一个偏斜帐篷映射的曲线；图9A示出了用于图1的系统的、作为伯努利移位处理的移位寄存器的示意图；图9B示出了按照用于图1的系统的图9A的移位寄存器的、移位映射到帐篷映射变换的函数的图；图10示出了用于图1的系统的混乱极限周期的曲线；图11示出了用于图1的系统的混乱极限周期的另一个曲线；图12示出了按照图4的高速相变检测器的方框图；图13示出了按照图1的系统的振荡器输出的曲线。
具体实施例方式
本公开涉及使用通过频移键控被调制到载波信号上的复合信息和混乱信号的信号发送和接收。所述公开使用由帐篷映射驱动的Colpitts振荡器的示意非线性操作来处理混乱的产生，以有助于在发送器和接收器之间的同步。在一个示例实施例中，调制器是宽带压控晶体振荡器(“VCXO”)，它使能宽的同步范围而不牺牲太多的高谐振电路质量“Q(品质因数)”。这导致干净的调制处理，其中边带相对于载波良好地低于50dBc。图1示出了在本公开的说明性实施例中的用于窄带混乱频移键控的系统110的方框图。系统110包括发送器部分112；射频(“RF”)链路114，与发送器112进行信号通信；接收器部分116，与RF链路114进行信号通信。发送器部分112包括前向纠错(“FEC”)编码器118，它使用里德-索罗蒙(“RS”)纠错码，用于接收输入的数据；数据分组化器120，它与FEC编码器118进行信号通信，用于接收FEC编码的数据；压缩编码器122，它与数据分组化器120进行信号通信，用于向RF链路114提供用于调制的编码数据。接收器部分116包括压缩解码器124，用于从RF链路接收编码数据；数据逆分组化器126，它与压缩解码器124进行信号通信；FEC解码器128，它使用RS纠错码与数据逆分组化器126进行信号通信，用于接收FEC编码数据和提供输出数据。
现在转向图2，窄带混乱调制发送器210表示图1的发送器112的示例实施例。发送器210接收在编码器214的高速数据比特流212。信号整形器217与编码器214进行信号通信，并且馈送包括宽带Colpitts VCXO的第一本地振荡器218。第一本地振荡器218馈送放大器222。中频(“IF”)滤波器224与放大器222进行信号通信，并且馈送放大器部分226。放大器部分226馈送第一90度相位延迟单元227和乘法器228。第二本地振荡器230也馈送乘法器228和馈送第二90度相位延迟单元232。第一和第二90度相位延迟单元227和232的每个在乘法器234作为输入被接收。乘法器234继而连接到加法器236的第一正输入。加法器226从乘法器228接收第二正输入并且馈送功率放大器238。功率放大器238继而馈送呼出通信缓冲器240。
从序列中出来转向图13，曲线250示出了一个示例实施例调制器的输出，所述调制器包括宽带VCXO，它使能宽同步范围，而不牺牲太多的高谐振电路质量“Q”。曲线250示出这导致干净的调制处理，其中边带相对于载波良好地低于50dBc。因为调制信号基于电平到时间的转换处理，因此信号的宽度相对于输入的数据流以预定的方式改变。当这个信号被馈送到与VCXO谐振电路连接的变容二极管时，振荡器的固定混乱动态由于在由谐振电路提供的有效电感的改变而被改变。因此可以从曲线250看出，来自振荡器的输出是干净的，调制部件至少下降50-60dB。可以利用锁相环(“PLL”)或高速检测器来限制和检测信号。示例实施例使用由帐篷映射驱动的Colpitts振荡器的示意非线性操作来提供混乱的产生，从而有助于在发送器和接收器之间的同步。
现在转向图3，编码器310表示图2的编码器214的示例实施例。编码器310包括除以4.5的(“4.5”)除法器312，用于接收本地的18MHz的时钟信号，并且提供4.096MHz的信号。所述本地时钟信号也被除法器314接收。边缘检测器316接收输入的数据和向所述除法器314以及第一序列产生器318和第二序列产生器320提供边缘信号。除法器314分别向第一和第二序列产生器318和320提供CLK9信号。复用器(MUX)322分别从序列产生器318和320接收SEQ1和SEQ2信号，并且进一步在它的输出选择终端接收输入数据信号。MUX 322提供编码的数据信号输出。
如图4所示，窄带混乱通信接收器410表示图1的接收器116的示例实施例。接收器410包括输入通信缓冲器412，该缓冲器与低噪声放大器(“LNA”)和/或混合器414进行信号通信。本地振荡器416也馈送LNA/混合器414。可调谐带通滤波器418利用2KHz的带宽向IF放大器420通过10.7MHz的中心频带。电平变换器/滤波器部分424与解调器422进行信号通信，解调器422包括PLL、鉴频器和高速检测器。解调器422馈送高速检测器425，该高速检测器继而馈送数据解码器426，数据解码器426输出到高速数据信道。
从序列中出来转向图12，图4的高速检测器425的示例实施例被附图标号425概括地指示。检测器425包括限制器430，用于接收图4的滤波器424的输出，它指示来自图4的IF放大器420的IF输入。限制器430馈送注入式放大器432，它继而馈送调制剥离器434和相位比较器436。相位比较器436可以在替代实施例中被替换为D型触发器或异或器件。相位比较器436馈送模板插入块438，它继而馈送第二输入到调制剥离器434。调制剥离器434的输出馈送第二输入到相位比较器436。相位比较器436的输出分别馈送第一和第二单稳态触发器(monoshot)438和440。单稳态触发器438馈送时钟产生器438，它继而馈送D型触发器444的第一输入。单稳态触发器440馈送D型触发器444的第二输入。D型触发器444产生耦合到图4的数据解码器426的数据信号。
现在转向图5，解码器510表示图4的解码器426的示例实施例。解码器510包括边缘检测器512，用于接收编码的数据和分别向第一和第二7比特计数器516和520提供边缘信号。时钟分频器(clock divider)514接收18MHz时钟信号和向第一和第二计数器516和520提供CLK×72信号。64计数检测器518与第一计数器516进行信号通信，并且向第二计数器520反馈复位信号。64/80计数检测器522与第二计数器520进行信号通信，馈送载入值功能524和同步功能526的每个，并且向锁存器528提供解码的数据。载入值功能524馈送第二计数器520。同步功能526从时钟分频器514接收CLK×1信号，并且以×1比特率来向锁存器528提供同步信号。锁存器随后提供输出的数据。
如图6所示，示例的Colpitts振荡器被附图标号610概括地表示。振荡器610包括二极管612，其阳极接地，其阴极连接到Cvar电容器614，Cvar电容器614继而连接到CO电容器616。电容器616继而连接到L电感器618，电感器618随后接地。电容器616也连接到Cc电容器620。电容器620继而连接到C1电容器622以及连接到晶体管624的基极。晶体管624的集电极连接到Vcc，其发射极连接到电容器622的输出，这个输出随后连接到接地的C2电容器626、接地的lq电流源628和输出缓冲器630。晶体管624的基极连接到Rb电阻器632以提供Vbias偏压输出。
在操作中，系统具有由非线性系统的架构支配的不同的流。RF变换在所有情况下基本上相同。在映射、流和同步电路的实现中发现主要的差别。首先，考虑映射和流的产生。
参见图7和图8，由图7的附图标号710概括地指示第一示意偏斜帐篷映射函数f(x)，并且由图8的附图标号810概括地指示第二示意偏斜帐篷映射函数810。使用以0为中心的偏斜帐篷映射710或810的迭代来考虑利用偏斜的帐篷映射的信息的发送。因为这个动态系统的唯一的状态变量被直接地发送，因此它是到非线性动态系统的直接手段。因为周期的划分是不对称的，因此偏斜帐篷映射总是非可逆的。这表示如果时间维度也被作为这个系统的因子，则产生显示流的1-维偏斜的帐篷映射。编码算法被定义如下整个比特持续时间被利用用于编码处理的a×9时钟划分为9个相等的子间隔。如果输入的比特流具有“0”到“1”的变换，则编码器输出10个×9时钟的相等间隔的宽度。当存在“1”到“0”的变换时，则对应于8个×9周期的宽度被用于编码。如果没有数据的改变，则编码与“9”个时钟脉冲的宽度相对应的宽度。对于显示流的帐篷映射，应当在划分中存在不对称。因此，当输出“9”的宽度时，将没有流。
在接收器中，产生发送器映射的精确复制品来用于比较，产生用于纠正的误差信号。可以通过其后跟随有主时钟的定期复位的初始模式将解码算法强制同步。通过这种方式来控制混乱的轨迹。这种同步的方法基于被恢复的轨迹。
偏斜帐篷映射f
-＞
通过如同由图7的函数710表示的下式给出f(x)＝x/a 如果0≤x≤a；f(x)＝(1-x)/(1-a) 如果a≤x≤1这是单位间隔向其本身的非可逆转换。它依赖于参数“a”，该参数a可以满足限制0.5＜a＜1。所述转换是连续的和分段线性的，具有线性区域
和[a，1]。
对于典型轨迹的300个点，图10示出了通过迭代其中k＝0，1，2，...的映射x(k)＝f(x(0))＝f(f(.........f(x(0)).....))获得的动态系统的典型轨迹x(k)。当前公开的手段的独特特征是操纵编码处理以产生偏斜帐篷映射，以便所述映射可以有助于同步以及数据发送。为了使此发生，在可以实现同步在前，我们需要经过许多周期来迭代所述映射。为了有助于迭代处理，偏斜帐篷映射首先被转换为较高的中间频率，所述较高的中间频率随后用于迭代映射的低频信号，因为这个思想不直接对低基带映射频率工作。
接着，我们让对于k＝1，2，...，N的x(k)是发送的信号，并且对于k＝1，2，...，N的y(k)是接收的信号，并且考虑这两个函数从x(0)和y(0)开始。如果两个轨迹位于同一区域中直到时间k，则我们可以写|[x(j+1)-y(j+1)]|＝|f′(x(j))||[x(j)-y(j)]|，其中j＝0，1，2，...，k-1其中f′(x)表示f在点x的导数。因此，我们可以写|[x(k)-y(k)]|＝|f′(x(k-1))||f′(x(k-2))|...|f′(x(0))||[x(0)-y(0)]|上述的方程可以等同地表述为|[x(k)-y(k)]|＝eλk|[x(0)-y(0)]|，其中λ＝1/k∑ln|f′(x(j))|并且j的极限是从0到k-1。解释是如果λ＞0，则λ给出两个轨迹彼此的发散的平均速率，或如果λ＜0，则λ给出两个轨迹彼此的会聚的平均速率。模拟示出一般需要大约10-15个周期来用于轨迹的会聚。这暗示偏斜帐篷映射在其上被传送的中间频率最好在映射频率的50和100倍之间，以便获得干净的无突发同步。由同步回路用于稳定所需要的极限周期的数量影响中间频率的选择。
通过取得f(x)的导数f′(x)来导出λ的上下边界。观察偏斜帐篷映射，左分支具有斜率1/a＞1和右分支的斜率是-1/(1-a)＜-1。现在，f(x)的导数的限制可被定义为1＜1/a≤1/(1-a)。
我们可以导出λ的下边界和上边界为0＜-ln(a)≤λ≤-ln(1-a)。在我们的例子中，a＝0.55，我们得到λ的边界为0＜0.597≤λ≤0.798。因为λ的值＞0，因此这指示一个发散系统。如果我们在k之外沿着x(k)和y(k)的轨迹，最终它们将落入不同的线性区域中。特定轨迹的λ的限制(边界)的存在及其一定程度上的独立与在映射f的行为下不变的唯一的概率密度的存在相关联。对于偏斜帐篷映射，我们可以写
上的概率密度的方程是ρ(x)＝aρ(ax)+(1-a)ρ(1-(1-a)x)它由偏斜帐篷映射具有恒定的概率密度的Hasler和Maistrenko得出，并且李雅普诺夫指数可以被定义为λ＝∫ln|f′(x)|ρ(x)dx，积分极限在0和1之间对于偏斜帐篷映射和恒定的概率密度，上述的公式变为λ＝-a ln(a)-(1-a)ln(1-a)因此，a＝0.55获得λ＝0.688。为了具有强壮的同步，使用耦合参数δ和□来选择耦合。当发送器映射被耦合到接收器映射时，我们获得通过下式来定义的两维映射 耦合参数δ和ε可以取任何值。结果，系统的定性行为实质上依赖于δ+ε。如果设置了δ＝0，则x(k)不受影响，除非同时ε＝0。因为x(k)影响y(k)，这被称为主从关系。如果满足下式则我们定义所述系统被同步|[x(k)-y(k)]|→0，随着k→∝时x＝y的这种条件的雅可比(Jacobian)矩阵可以被写为 其中如果a≤x≤1，则c＝-1/(1-a)，或如果0≤x≤a，则c＝1/a。特征向量是ξ1＝[1，1]Tξ2＝[δ，-ε]T
遍历李雅普诺夫指数是λt＝-aln(a)-(1-a)ln(1-a)+ln(1-d)，其中d＝δ+ε。它是以上述方式耦合的相同的偏斜帐篷映射(例如发送器和接收器)的属性，所述以上述方式耦合的相同的偏斜帐篷映射每当耦合参数d＝δ+ε属于间隔[1-Δ]，[1+Δ]时总是具有一个遍历李雅普诺夫指数，其中Δ由下式给出ln(Δ)＝aln(a)+(1-a)ln(1-a)在所述示意的系统中，a＝0.55。因此，Δ具有值0.5025，并且在δ＝0的情况下，仅仅当ln(1-d)＝0.4974时发生同步。
现在考虑混乱信号的信息运载能力。在驱动响应系统中的信息的产生和消失可以由伯努利映射或偏斜帐篷映射表示，其中我们观察单元间隔向其本身的动态映射。我们已经看见同步边界是在□t小于零的地方。对于具有未连接的反馈环路的无噪声信道，d＝1，□t＝0确定同步稳定的边界。
□＝-ln|1-d|如果在接收器中没有反馈和没有外部噪声，则这对应于具有容量C＝无限的通信信道。在混乱系统的任何高速率的信息产生上，同步是可能的。这示出了，为了在没有噪声的情况下同步驱动和响应系统，因此具有信息运载能力C＞□t的信道是足够的，其中□t＝□log2(e)。在此，我们将李雅普诺夫指数表达为以基本(e)单位和□表示为每迭代比特数的信息产生速率。在我们的例子中，我们具有10.7MHz/128KHz个迭代＝84，并且每迭代比特数是0.688log2(2.71828)＝0.9926每迭代比特数因此，所产生的信息的平均值可以被表述为84×0.9926＝83.3784每秒比特。将这个结果应用到Shannon-Hartley信道容量定理，我们有C＝Wlog2(P+N)/N，其中C是信道容量，W是信道带宽，并且(P+N)/N是信噪比。当与标准线性通信系统比较时，假定信道带宽没有改变，则当前所公开的方法使得平均信息处理能力可以上升83倍。但是，如果信道带宽降低83倍，则我们的信噪比基本上保持与线性通信系统的信噪比相同。窄带混乱调制系统的一个重大优点是我们未在信噪比中付出损失的代价，以便将带宽变窄。
相反，对于具有固定信道容量C的传统通信系统，如果由信号占用的带宽被降低，则我们必须具有更高的P+N/N来平衡方程。例如，如果我们需要使用具有1比特/秒/赫兹带宽效率的调制方案来发送830Kbps的数据，则我们必须至少需要830kHz的带宽。因此，由于增加的带宽效率，本公开的实施例使得能够在10kHz带宽中发送830kbps。传统的线性系统不能够在10kHz带宽中发送830kbps，因为不能物理地实现所需要的P+N/N。
现在考虑在Colpitts振荡器中的固定混乱信号产生。由在相位空间中的稳定的极限周期来表示用于发散动态系统的稳定的、周期的、自我保持的振荡。如果振荡器被从外部加力，则这个简单的动态一般被破坏。为了量化外力函数的效果，我们需要引入未加外力的系统的新变量，即相位和幅度。相位是对应于沿着极限周期的运动的变量，所述极限周期沿着这样的方向，其中不发生相体积的扩展或收缩。这对应于“零李雅普诺夫指数”的情况。因此，振荡器的相位的动态可以被写为d□/dt＝□o，其中 动态系统的幅度和所有其他的变量本地的遍历对应于负的李雅普诺夫指数的周期。根据李雅普诺夫指数的说明证明为什么相位是动态系统的异常变量。因为它对应于单独中立的稳定方向，因此相位可以与幅度相反地被很弱的外部行为控制。对于幅度的小扰乱将放松它的稳定值。但是，对于相位的小扰乱不会增长或衰减。因此即使对相位的小扰乱也可以被累积。
返回参见图6，Colpitts振荡器的电路可以用于分析。这个模型包括三个动态元件C1，C2和L。因为统计的晶体管模型包括仅仅3个元件，因此动态系统是三阶的。在系统中的非线性是由于晶体管624的非线性VBE-Ib关系，其中Ib＝f(VBE)＝Isexp{VBE/mVt}。
在基极-发射极分支中的电流Ib是沿着这个分支的电压VBE的非线性函数。因为在集电极-发射极分支中的电流Ic是按照关系Ic＝□Ib由Ib控制的线性电流，因此Ic也以非线性的方式依赖于VBE。常数Ib、mVt和□是晶体管的常数。通过Colpitts振荡器的网络分析，获得了两个独立的节点方程和网格方程。与网络器件的电压电流关系一起，可以得到下列的方程组。
0＝IL+Ib+IC1＝IL+f(vc1)+C1dvc1/dt (1)0＝-IL+Ic-IC2-Io＝-IL+f(vc1)-C2dvc2/dt-Io(2)0＝vc1+vc2-vL-vr＝vc1+vc2-LdIL/dt-Vr (3)
其中Vbe＝Vc1。我们以下列的替换规格化上述方程tn＝t/RLC1，x＝IL/1A，y＝Vc1/1v，z＝vc2/1A，□＝C1/C2，□＝C1/L，并且fN(y)＝f(y1v)/1A，□＝RL/1并且□o＝Io/1A。
方程1、2和3可以对于发送器重写为x′＝□□(-□x+y+z)y′＝-□(x+f(y)+□12(x-x1)z′＝□□(-x+□f(y)-□o)对于接收器，所述方程可以写为x1′＝□□(-□x1+y1+z1)y1′＝-□(x1+f(y)+□21(x-x1)z1′＝□□(-x1+□f(y)-□1o)其中□21＝0，因为所述耦合是定向的并且等于1/RL。
如图9A和9B所示，分别示出了编码算法的第一和第二部分910和912。
在第一部分910中，利用与D/A转换器916通信的标准移位寄存器914实现了伯努利移位处理，以提供一种对应于xk+1＝2xkmod[1]的信号918。在第二部分912中，将二进制到灰度变换919的效果图解为从由附图标号920指示和由伯努利移位处理提供的限定方程xk+1＝2xkmod[1]到由附图标号922指示的灰度电平方程xk+1＝1-2|xk-0.5|的变换。
转向图10和11，使用动态解算器软件来分析上述的非线性方程。在图10的情况下，□＝2，□＝0.0015，□＝10，□＝3×10-2和□＝100得到响应930。在图11的情况下，□＝2，□＝0.001，□＝10，□＝3×10-2和□＝100得到响应940。响应940显示在10个周期之后稳定的周期轨迹的出现。所述系统是稳定的，并且在大约10个周期后接近在y-z平面上的稳定的固定点。在同步时x＝x1，y＝y1，z＝z1。
对于调制传送，通过在谐振电路上连接一个变容二极管来对谐振电路施加调制。当具有帐篷映射、伯努利映射、Henon映射或Baker映射的编码的信号被施加到变容二极管时，谐振频率改变，导致电感的有效值改变。这将略微改变□的值，导致不同的极限周期模式。因为□总是小于1，因此系统是稳定的，并且将具有极限周期。
图10和11的模拟结果指示极限周期模式对于不同的激励是不同的，并且使用注入式锁相检测器在接收器中的信号的检测中发现这个变化特征。本公开的另一个特征是通过向高频振荡器施加编码的帐篷映射，在射频而非基带发生多个极限周期。施加到编码的波形的约束保证发送信息所需要的带宽很窄。发送器和接收器分别与图2和图4所示的方框图一致。
利用这种系统架构，本公开的实施例包括发送器的编码方案、信号调整和调整元件的能力，以限制在信道上发送信息所需要的带宽。通过诸如PLL、调频(FM)鉴频器或较高增益相位检测器的各种方法来实现解调。多数使用M元技术的通用调制方案在码元时间的整个持续时间上将调制器保持“接通”或“关断”。诸如Fether的调制方案、最小移位键控(“MSK”)和升余弦形状偏移正交移相键控(“OQPSK”)的某些带宽有效方案试图限制调制部件的带宽。所使用的波形是周期的，具有良好限定的边界，因此可以应用内插技术来将信号重构回接收器中。在信道上发送信息所需要的最小带宽是每个比特的能量和噪声带宽的强函数。在此公开的示例系统通过降低噪声带宽、使用被映射强制的VCXO来集成用于最大化信道容量的限制条件，并且能够通过在受迫振动频率的特定幅度使用受迫振动频率的频率来模式锁定振荡器频率，而向晶体的操作频率传送调制。
当具有变化的比特宽度的受迫振动频率被施加到变容二极管时，对应于变换点，产生一个阶跃响应。由于超突变变容二极管的线性频率对电压特征的关系，建立了在频域中对应于伯努利映射的斜坡。负向脉冲将导致本地振荡器(“LO”)的ACos(ωt-φ1)或ACos(ωt-φ2)相移。φ被计算为π/m，其中这个特定例子中m＝9。典型地，在调制的信号的相变点的混乱在2-3个载波周期内达到稳态条件。编码处理保证相变的周期在0.44-0.55的比特率的窗口内发生。在这个典型实施例中，本地振荡器被选择在10.7MHz。边带至少降低55-60db。振荡器的输出从变容二极管的调制点被获取，在发送器被缓冲和通过半网格滤波器来进一步地改善载波噪声比。这个信号被使用图像抑制混合进一步上变换到用于传输的适当频带。上述方法可以用于各种频率。第一本地振荡器(“LO”)的选择是基于第一LO应当在调制信号比特边界之间至少具有10-20个载波周期这一标准。
这个系统的另一个元件是编码和解码系统，它将输入的不归零(“NRZ”)比特流转换为可变的比特宽度流，从而，改变原始的NRZ信号的频谱特征，这个编码的规则如下1)如果存在从0到1的改变，则编码比特的宽度，以便包括8个×9时钟的周期。
2)如果没有改变，则以9个×9时钟的周期编码。
3)如果存在从1到0的改变，则编码比特宽度，以便包括10个×9时钟的周期。
这种类型的映射将单位周期映射为其本身，并且是具有流的非可逆映射。提高和降低脉冲宽度以容纳8个时钟周期、9个时钟周期或10个时钟周期是示例的实施例。更高数量的编码的时钟周期也是可能的，但是在考虑到与过零检测精度相关联的多径效应的情况下的系统性能将是可以影响在给定的系统中编码和/或解码时钟应当具有的最大频率的因素。
所述编码技术独特在如果编码的波形被近距离观看，则依赖于是否在原始NRZ波形上存在1到0的变换或0到1的变换，编码的波形将具有比与比特边界相关联的相变点迟或早的相变点。当在原始的NRZ波形中的电平没有改变时——这是具有重复比特的情况，则嵌入对应于9个×9时钟的周期的宽度。因为在这种情况下a＝0.5，因此没有流。并且在接收器端，每个比特仅仅存在一个变换，在接收器内的信号重构利用相邻脉冲之间的时段来处理恢复NRZ信息。编码器的输出被馈送到VCXO上的变容二极管。
在接收器，所接收的信号被转换为中频(“IF”)并且被提供90度的相移以便对齐相位变换边界(例如，由于在变容二极管的频域映射期间的集成处理，所发送的信号的相位具有90度的相移)。中频被选择以便便利系统的低成本设计。其他实施例可以使用6MHz、10.7MHz、21.4MHz、70MHz、140MHz等的滤波器，因为它们容易被获得。需要一个线性相位带通滤波器来滤除全部“频带外”的傅立叶分量。这个带通滤波器的输出具有以调相或调频形式被嵌入其中的信息。所述信号被频率变换为900MHz的频带。在一个优选实施例中，发送器频率被选择在902.77MHz。数字副载波在10.7MHz。第二LO被选择为892.07MHz。因此，整个数字信号传输频谱在大约10kHz的带宽内。
接收器包括处于892.07MHz的下变频器。来自下变频器的输入在10.7MHz。这个信号在足够的带通滤波和放大之后被限制器处理。10.7MHz滤波器必须具有最小的组延迟特性。所使用的窄带滤波器非常类似于在业余无线电中使用的以及在Zverev的滤波器设计手册中报告的半网格滤波器。FM鉴频器或PLL被包含在内作为相变检测器，其可被用于检测和再生与发送器内的类似的可变比特宽度信号。因为我们使用信号的时空特征来进行明确的检测，因此在检测器中的较高的增益将增进系统的最小信号检测能力。PLL需要足够的信噪比(“SNR”)来用于正确地检测。而且，关于窄的跟踪范围很难具有快速跟踪能力。FM鉴频器受到很低的检测器增益的影响。因为适当幅度和相位的原始信号的自相似复制品为接收器的检测所需要，上述两个系统在低信噪比以较差的效率工作。
为了处理这些不足，提供了图4和12的新的高速检测器425。来自限制部分的信号被馈送到注入式放大器，所述注入式放大器有助于对改变的输入电平保持平稳的输出电平。注入式放大器作为在其跟踪范围内具有最小的组延迟的快速跟踪滤波器。而且，来自注入式放大器的输出被划分为两个分支。一个分支通过具有Q的谐振电路的10.7MHz的振荡器。这个操作虚拟地将所有的调制从来自限制器的信号中剥离，并且作为参考信号。我们将这个分支称为调制剥离器分支。另一个分支被馈送到D触发器或异或门。异或门或D触发器的输出将指示相变点。因为在FM鉴频器、PLL或新的相变检测器上的过零点是在不同的时间时刻发生的一系列脉冲，因此检测器的输出将象被发送的编码波形一样周期性地改变。因为信号的大部分已经被滤除，因此在发送器以及在接收器两者，来自检测器的尖峰信号的能量很低，并且将在响应之间存在其他尖峰信号。为了减轻这个问题，使用单稳态触发器(oneshot)。来自检测器的输出将仅仅具有两个脉冲宽度而不是原来使用的三个脉冲宽度来调制发送器。这是因为相位检测器基本的具有从0到π的范围。如果调制的比特宽度是“5”，则信号相位可以超过π。当此发生时，所述响应折返回将发生“4”的位置。但是，因为两个带宽不同时发生，因此不存在码元间干扰(“ISI”)问题。取代用于相位检测的异或门或D触发器，可以使用平衡的调制器，并且使得从调制剥离器馈出的参考信号和来自注入式放大器的信号进入比较分支。中频输出端将清楚地示出相变点。为了增进性能，必须在检测分支将噪声保持为最小。这个信号是用于重构回复原始NRZ信号的比特流。从单稳态触发器输出的相变将捕获仅仅一个脉冲。这将对应于比特宽度“4”。时钟信号产生于这个信号以便解码器可以被计时。来自相变检测器的另一个输出通过单稳态触发器被处理，所述单稳态触发器将捕获两个脉冲，但是将滤除其中的所有尖峰信号。所选择的信号被馈送到D触发器和被时钟信号计时。触发器的输出将是再现的原始数据流。
返回参见图1的基带数据处理方法，首先使用里德-索罗蒙(“RS”)纠错码对来自外部来源的无格式数据为前向纠错(“FEC”)进行块编码。分组化器向FEC块增加首标和其他的冗余比特，并且形成数据分组。被分组化的数据接收压缩信道编码。编码的数据然后被射频(“RF”)电路调制以通过RF链路被发送。
在接收器中，通过RF链路所接收的编码的数据被解调为基带信号并被送到解码器。被解码的数据被逆分组化，并且FEC数据块被馈送到RF解码器电路。RS解码器电路验证和纠正差错。无差错原始无格式数据流被提供到目的地。下面进一步说明在编码和解码处理中包括的步骤。
发送器112包括FEC编码器118，其中未加工的用户数据被编组为每个235字节的块。RS编码(255，235)被应用到每个块。对于一个235字节的块，增加20字节的差错查验字节。分组化器120向FEC编码的数据块增加首标和尾部比特以作为分组发送。压缩编码器122使用唯一的编码方案编码数据分组以压缩。
接收器116包括压缩解码器124，在其中来自RF级的所接收的数据流被解码以检索原始的数据分组。逆分组化器126从所接收的数据分组消除首标和其他前同步码。而且，FEC解码器128处理FEC编码的接收的数据块以纠错。
编码方案是基于输入数据边缘变换的。编码的数据宽度依赖于输入的数据变换而改变。使用数据比特率的9倍的较高时钟。这个时钟被称为CLK_9或CLK×9。所获得的代码依赖于输入数据变换而具有三个相位位置8，9或10倍的CLK_9的宽度。低到高的变换被8个时钟周期表示，高到低变换被10个时钟周期表示，无变换由9个时钟周期表示。
对于每个输入的数据比特，编码的数据具有一个变换。这允许代码获得二相编码的优点，在二相编码中，基带频谱被聚集成组为两个频带。使用进一步的载波抑制，可以获得高带宽效率。另外，输出代码变换位于每个比特的中心。这改善了带宽效率。
现在参照图2和图3说明编码器的示意实现方式。对于奇数划分比，MP3音频源需要4.096MHz的时钟来用于其操作。在当前的系统中，18.432MHz晶体被用作频率源。这需要奇数划分比4.5。使用有限状态机设计来实现划分。一个基本的计数器从000计数至111。最高有效位被与时钟异或，以在从011计数至100的变换中提供附加的边缘。另外，使用状态机来控制计数序列。计数4被有效地扩展为计数4.5。
使用数字技术来检测输入数据的边缘。存在用于分别捕获输入数据的正和负边缘的两个边缘触发的锁存器。这些锁存器被‘清除锁存’信号以同步的方式清除，所述‘清除锁存’信号产生在时钟的上升边缘。这种类型的边缘检测存在两种优点。首先，不像传统的边缘检测一样，可以避免外部电阻器和电容器的使用。第二和更为重要的优点是边缘保持可视直到本地时钟的上升边缘，所述本地时钟被用作所有相位变换的参考。这避免了由于竞态条件而导致的边缘丢失的问题，并且也允许直接的同步数字设计实现。
本地时钟被划分以产生用于编码的CLK_9时钟。这个时钟产生与输入的数据边缘同步，并且被用作对于序列产生器的输入。两个序列产生器被用于产生编码的输出。一个产生5个1和4个0，另一个产生4个1和5个0。5和4的选择使得可以改变在每个数据比特的中心的编码波形。
一个复用器根据输入的数据状态来选择序列产生器的输出。复用器的输出是压缩编码的数据。来自编码器的输出被低通滤波。这使得变化宽度的脉冲是帐篷映射和反转的帐篷映射，它们随后被用于调制10.7MHz副载波。
如图4和图5所示来实现解码。解码方案根据编码的数据输入边缘和宽度而工作。两个7比特二进制计数器被用于测量输入的数据宽度，并且对于输出数据的判定是基于这些计数器的。输入边缘检测电路同步计数器值。软判定技术被施加可变的阈值以确定输出数据的状态。处于数据比特率的时钟被本地产生并被与输入的数据流同步。输出数据随后被与同步时钟锁存。
使用数字技术检测出输入数据边缘。这与在编码器中进行的是相同的。存在分别用于捕获输入数据的正负边缘的两个边缘触发的锁存器。这些锁存器被‘清除锁存’信号以同步的方式清除，所述‘清除锁存’信号产生在时钟的上升边缘。
18MHz的本地晶体时钟产生器被划分以产生两个时钟信号。CLK_144是数据速率的144倍。这被用于数据采样和输入数据宽度计数。另一个时钟与数据速率相同并且被用于锁存最后的数据输出。
第一计数器(“计数器1”)用于从编码器CLK_9时钟跟踪输入数据宽度4。因为在解码器中CLK_144用于计数器，因此计数64表示计数宽度4脉冲的事件。
当计数器1计数达到64时，计数64检测器电路复位计数器2。计数器2是7比特的二进制计数器，它以自由运行模式来计数0-127。计数64检测器电路控制计数器2的计数序列。
计数64/80检测器被实现如下在每个检测的边缘，向所述计数器装入一个常数。根据在边缘的计数来确定所述常数值，并且所述常数值可以是下列值之一如果边缘发生在复位后的64(即，8×8)计数，则所述常数值是48(即128-80)。如果边缘发生在复位后的80(即，10×8)计数，则所述常数值是64(即128-64)。所述常数值被选择以便在下一个输入的编码数据比特的开头，计数器达到0计数。这被用于输出数据变换产生。由计数64/80检测器电路确定的所述常数被存储在这个电路中，并且在编码数据的上升边缘被装入到计数器2。
计数器2达到0计数的事件被记录在同步电路中，并且被用于同步本地产生的时钟。解码的数据被以同步时钟锁存，并且锁存器的输出是最终的解码数据。
因此，本公开提供了一种使用混乱调频的新类型的安全同步通信系统。这个系统的一个新颖特征是信息比特流被以这样的方式编码，即产生波形的可能轨迹的耦合的偏斜帐篷映射以便位于有界的状态空间区域中。一个伴随的优点是，当变换是对于中RF频率时，整个混乱可以被包括在很窄的带宽内，因此降低了系统中的噪声。在此使用的技术使得模拟信号能够被编码到数字域中并且在相同的带宽限制内被作为数字信号进行处理。在接收器端，类似的算法产生器被用于将计数器与发送器同步。
对于足够分辨率的邻居之间的最大距离的码元动态和编码的实现而不损害在数字信号中的非线性混乱处理，允许在用于同步的系统参数的调整上的灵活性。在此所公开的系统相对于现有的系统具有很大优点。
首先，所述系统完全是数字的。第二，混乱序列需要在码元编码器具有延迟元件(异或)元件。我们的编码序列根据输入数字流的电平变换自动在延迟中因子分解。
第三，由于从修改Colpitts振荡器的静态混乱处理的编码器产生的偏斜帐篷映射而发生混乱同步，它可以通过寻找相位混乱的快速检测器来被检测。编码算法自动允许同步以及信息发送。码元算法和非线性混乱产生的组合自动产生RF帐篷映射。这个处理独特之处在它允许在发送器和接收器的尖锐噪声降低滤波器，产生优越的噪声性能。
第四，由于编码算法的选择，可以非常精确地控制空间轨迹的相对轨迹。这意味着由于码元的选择而极其约束了查找表。只要带通滤波器可以如实地通过混乱信号，则可以通过保证李雅普诺夫指数为负而在接收器实现解码。
第五，混乱系统的现有公开本质上是发散的或实质上是具有较低数量的数据传送的扩展频谱。我们的系统能够在60KHz的带宽内发送1-2Mbps。这公然挑战了在传统意义上的Shannon的边界。我们将Kolgomorov-Sinai边界施加到熵函数以说明操作的理论。直观上，由于这是具有紧密控制的约束的时空调制，因此信号的不相关部分不携带任何需要的信息，因此可以被滤除。
第六，编码方法的选择允许各种标准的无缝接口而不必发展复杂的媒体访问控制(“MAC”)层。第七，当前公开的在码元状态中的约束充分地降低了结果的调制所需要的带宽。
因此，按照本公开的结构处理现有系统在成本和复杂性上的的限制。而且，系统实施例能够在带宽约束的RF频带上实现多个高速数字服务。灵活的结构使得任何无线电、电视或蜂窝电话台能够在基本发送频率的任一端上的各个副载波上发送独立的数字信息，而不损害FCC功率谱模板。调制和解调处理与传统的无线电接收器非常类似，并因此可以与现有的无线电结构集成。
总之，本公开的实施例提供了低复杂度和高数据速率的通信系统，它们固有地安全、无MAC和容易与现有的系统接口。多经效应最小，因为多个实施例使用定时的调制方案，其中用于检测的能力占用是整个比特宽度的小部分。
本公开的这些和其他特征和优点可以由相关领域内的普通技术人员根据在此的教程容易地确定。应当明白，本公开的教程可以以各种形式的硬件、软件、固件、特殊用途的处理器或其组合来实现。
本公开的教程可以被实现为硬件和软件的组合。而且，所述软件最好被实现为在程序存储单元上可触知地实现的应用程序。所述应用程序可以被上载到包括任何适合的结构的机器上，并且由其执行。优选的是，所述机器被实现在计算机平台上，所述平台具有这样的硬件，诸如一个或多个中央处理单元(“CPU”)、随机存取存储器( “RAM”)和输入/输出(“I/O”)接口。所述计算机平台也可以包括操作系统和微指令代码。在此所述的各种处理和功能可以是可以由CPU执行的微指令代码的一部分或应用程序的一部分或其组合。另外，各种其他的外部单元可以连接到计算机平台，诸如附加的数据存储单元和输出单元。
还应当明白，因为在附图中所述的一些组成系统部件和方法功能块可以以软件实现，因此在系统部件或处理功能块之间的实际连接可能依赖于本公开被编程的方式而不同。在给出此处的教程的情况下，相关领域的普通技术人员能够考虑本公开的这些和类似的实现方式或配置。
相关领域中的普通技术人员可以根据在此的教程而认识到替代的实施例是可能的。在给出在此提供的公开的教程的情况下，在本公开的范围和精神内实践的同时，相关领域的普通技术人员将考虑发送器112和接收器116以及系统110的其他元件的各种替代配置和实现方式。
虽然在此已经参照附图描述了说明性的实施例，应当明白本公开不限于那些精确的实施例，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，相关领域的普通技术人员可以进行各种改变和各种修改。所有这样的改变和修改意欲被包括在如所附的权利要求所给出的本公开的范围内。
权利要求
1.一种用于信号发送和接收的方法，包括发送指示混乱频移键控数据和混乱相移键控数据中至少一个的信号；在窄频带内传播所发送的信号；和接收所述被传播的信号，并且通过控制混乱的轨迹而基本上没有使所指示的数据退化。
2.按照权利要求1所述的方法，其中所述发送包括提供输入的数据；编码所提供的数据以前向纠错；分组化所编码的数据；压缩被分组化的数据以提供用于调制的编码的数据。
3.按照权利要求1所述的方法，其中窄频带包括小于大约10kHz带宽的射频频带。
4.按照权利要求1所述的方法，其中所述接收包括解压由被传播的信号指示的数据；逆分组化解压的数据；解码所述逆分组化数据以提供输出数据而基本上没有来自所发送的数据的退化。
5.按照权利要求2所述的方法，其中所述编码包括通过频移键控将复合信息和混乱信号调制到载波信号上以形成混乱的频移键控数据。
6.按照权利要求2所述的方法，其中所述压缩包括按照Colpitts振荡器将复合信息和混乱信号调制到载波信号上。
7.按照权利要求6所述的方法，其中所述压缩还包括按照偏斜帐篷映射来将比特间隔映射到其本身。
8.按照权利要求7所述的方法，其中所述偏斜帐篷映射显示流。
9.按照权利要求4所述的方法，其中所述解码包括通过高速检测来解调来自载波信号的复合信息和混乱信号，以基本上恢复所发送的数据。
10.按照权利要求9所述的方法，其中所述高速检测包括相位检测和频率检测中至少一个。
11.按照权利要求1所述的方法，其中以里德-索罗蒙纠错码表示编码数据。
12.按照权利要求1所述的方法，其中指示混乱频移键控数据的信号使用通过非线性映射函数驱动的Colpitts振荡器的非线性操作而响应于混乱的产生，从而有助于在所述发送和所述接收之间的同步。
13.按照权利要求12所述的方法，其中所述非线性映射函数包括偏斜帐篷映射。
14.按照权利要求1所述的方法，其中指示混乱频移键控数据的信号是中频信号。
15.按照权利要求1所述的方法，还包括至少下列之一在传播之前对指示混乱频移键控数据的信号进行缓冲；在传播之后对指示混乱频移键控数据的信号进行缓冲。
16.按照权利要求2所述的方法，其中所述编码包括按照显示流的非线性映射函数通过频移键控导出混乱信号。
17.按照权利要求16所述的方法，其中所述显示流的非线性映射函数是偏斜帐篷映射。
18.按照权利要求4所述的方法，其中所述解码包括通过按照显示流的非线性映射函数的相位比较和频率比较中的至少一个而导出混乱信号。
19.按照权利要求18所述的方法，其中所述非线性映射函数包括偏斜帐篷映射。
20.按照权利要求18所述的方法，其中所述解码还包括产生发送器映射的精确复制品以按照所述相位比较和频率比较中的至少一个来比较；产生差错信号以纠错。
21.按照权利要求1所述的方法，还包括将所述接收与由时钟信号的定期复位所遵循的初始模式同步，从而控制混乱的轨迹。
22.一种用于窄带混乱频移键控的系统(110)，包括前向纠错编码器(118)，用于接收输入的数据；数据分组化器(120)，与所述前向纠错编码器进行信号通信；压缩编码器(122)，与所述数据分组化器进行信号通信；射频链路(114)，与所述压缩编码器进行信号通信；压缩解码器(124)，与所述射频链路进行信号通信；数据逆分组化器(126)，与所述压缩解码器进行信号通信；前向纠错解码器(128)，与所述数据逆分组化器进行信号通信，用于通过控制混乱的轨迹而恢复所述输入的数据。
23.按照权利要求22所述的系统，其中所述前向纠错编码器包括编码器(214)，用于接收高速比特流数据；映射产生器(216)，与所述编码器进行信号通信；本地振荡器(218)，用于与所述映射产生器进行信号通信；中频滤波器(224)，与所述本地振荡器进行信号通信；射频滤波器(232)和放大器中的至少一个，与所述中频滤波器进行信号通信，其中所述射频滤波器和放大器中的至少一个响应于载波信号。
24.按照权利要求23所述的系统，其中所述编码器包括边缘检测器(316)，用于接收输入的数据；至少一个时钟分频器(312，314)，与所述边缘检测器进行信号通信，用于接收时钟信号；至少一个序列产生器(318，320)，与所述边缘检测器和所述至少一个时钟分频器进行信号通信；复用器(322)，与所述至少一个序列产生器进行信号通信。
25.按照权利要求22所述的系统，其中所述前向纠错解码器包括本地振荡器(416)；低噪声放大器和混合器(414)中的至少一个，与所述本地振荡器进行信号通信，用于接收传播的信号；带通滤波器(418)，与所述至少一个低噪声放大器或混合器进行信号通信；中频放大器(420)，与所述带通滤波器进行信号通信；解调器(422)，用于与所述中频放大器进行信号通信；电平变换器和滤波器(424)中的至少一个，与所述解调器进行信号通信；数据解码器(426)，与所述电平变换器和滤波器中的至少一个进行信号通信，用于驱动高速数据信道。
26.按照权利要求25所述的系统，其中所述带通滤波器是可调谐的。
27.按照权利要求25所述的系统，其中所述数据解码器包括边缘检测器(512)，用于接收编码的数据；至少一个计数器(516，520)，与所述边缘检测器进行信号通信；至少一个计数检测器(518，522)，与所述至少一个计数器进行信号通信；同步器(526)，与所述至少一个计数检测器进行信号通信；锁存器(528)，与所述同步器进行信号通信，用于锁存输出数据。
28.按照权利要求25的系统，其中所述数据解码器还包括相位比较器和频率比较器中的至少一个。
29.一种用于信号发送和接收的系统，所述系统包括用于发送指示混乱频移键控数据和混乱相移键控中的至少一个的信号的装置；用于在窄频带内传播所发送的信号的装置；用于接收所传播的信号，并通过控制混乱的轨迹基本上没有使所指示的数据退化的装置。
30.按照权利要求29所述的系统，其中所述用于发送的装置包括用于提供输入数据的部件；用于编码所提供的数据以前向纠错的部件；用于分组化所编码的数据的部件；用于压缩被分组化的数据以提供用于调制的编码的数据的部件。
31.按照权利要求29所述的系统，其中窄频带包括小于大约10kHz带宽的射频频带。
32.按照权利要求29所述的系统，其中所述用于接收的装置包括用于解压由所传播的信号指示的数据的部件；用于逆分组化所解压的数据的部件；用于解码所述逆分组化的数据以提供输出数据，而基本上没有来自所发送的数据的退化的部件。
33.按照权利要求30所述的系统，其中所述用于编码的部件包括用于通过频移键控将复合信息和混乱信号调制到载波信号上以形成混乱频移键控数据的单元。
34.按照权利要求30所述的系统，其中所述用于压缩的部件包括用于按照Colpitts振荡器将复合信息和混乱信号调制到载波信号上的单元。
35.按照权利要求34所述的系统，其中所述用于压缩的部件还包括用于按照偏斜帐篷映射将比特间隔映射到其本身的单元。
36.按照权利要求35所述的系统，其中所述偏斜帐篷映射显示流。
37.按照权利要求32所述的系统，其中所述用于解码的部件包括用于通过高速检测来解调来自载波信号的复合信息和混乱信号从而基本上恢复所发送的数据的单元。
38.按照权利要求37所述的系统，其中所述用于高速检测的单元包括用于相位检测和频率检测中的至少一个的单元。
39.按照权利要求29所述的系统，还包括用于以里德-索罗蒙纠错码表示编码的数据的装置。
40.按照权利要求29所述的系统，其中指示混乱频移键控数据的信号使用通过非线性映射部件驱动的Colpitts振荡器的非线性操作而响应于混乱的产生，从而有助于在所述发送装置和所述接收装置之间的同步。
41.按照权利要求40所述的系统，其中所述用于非线性映射的部件包括用于限定偏斜帐篷映射的单元。
42.按照权利要求29所述的系统，其中指示混乱频移键控数据的信号是中频信号。
43.按照权利要求29所述的系统，还包括下列的至少一个用于在传播之前对指示混乱频移键控数据的信号进行缓冲的装置；用于在传播之后对指示混乱频移键控数据的信号进行缓冲的装置。
44.按照权利要求30所述的系统，其中所述用于编码的部件包括用于按照显示流的非线性映射部件通过频移键控导出混乱信号的单元。
45.按照权利要求44所述的系统，其中所述用于显示流的非线性映射的部件包括用于定义偏斜帐篷映射的单元。
46.按照权利要求32所述的系统，其中所述用于解码的部件包括用于通过按照用于显示流的非线性映射的部件的相位比较和频率比较中的至少一个而导出混乱信号的单元。
47.按照权利要求46所述的系统，其中所述用于非线性映射的部件包括用于限定偏斜帐篷映射的单元。
48.按照权利要求46所述的系统，其中所述用于解码的部件还包括用于产生发送器映射的精确复制品，并从而按照用于相位比较和频率比较中的所述至少一个的单元来进行比较的单元；用于产生差错信号以纠错的单元。
49.按照权利要求29所述的系统，还包括用于将所述用于接收的装置与初始模式同步的装置；用于定期复位时钟信号以控制混乱的轨迹的装置。
50.一种可以由机器读取的程序存储器件，可触知地实现由机器可执行的指令的程序，以便执行用于信号发送和信号接收的方法步骤，所述方法步骤包括发送指示混乱频移键控数据和混乱相移键控数据中的至少一个的信号；在窄频带内传播所发送的信号；接收所述被传播的信号，并且通过控制混乱的轨迹而基本上没有使所指示的数据退化。
51.按照权利要求50所述的程序存储器件，其中所述发送步骤包括步骤提供输入的数据；编码所提供的数据以前向纠错；分组化所编码的数据；压缩被分组化的数据，以提供用于调制的编码数据。
52.按照权利要求50所述的程序存储器件，其中窄频带包括小于大约10kHz带宽的射频频带。
53.按照权利要求50所述的程序存储器件，其中所述接收步骤包括步骤解压由被传播的信号指示的数据；逆分组化解压的数据；解码所述逆分组化数据以提供输出数据，而基本上没有来自所发送的数据的退化。
54.按照权利要求51所述的程序存储器件，其中所述编码步骤包括步骤通过频移键控将复合信息和混乱信号调制到载波信号上以形成混乱的频移键控数据。
55.按照权利要求51所述的程序存储器件，其中所述压缩步骤包括步骤按照Colpitts振荡器将复合信息和混乱信号调制到载波信号上。
56.按照权利要求55所述的程序存储器件，其中所述压缩步骤还包括步骤按照偏斜帐篷映射来将比特间隔映射到其本身。
57.按照权利要求56所述的程序存储器件，其中所述偏斜帐篷映射显示流。
58.按照权利要求53所述的程序存储器件，其中所述解码的步骤包括步骤通过高速检测来解调来自载波信号的复合信息和混乱信号以基本上恢复所发送的数据。
59.按照权利要求58所述的程序存储器件，其中所述高速检测步骤包括相位检测和频率检测中的至少一个步骤。
60.按照权利要求50所述的程序存储器件，其中以里德-索罗蒙纠错码表示编码数据。
61.按照权利要求50所述的程序存储器件，其中指示混乱频移键控数据的信号使用通过非线性映射函数驱动的Colpitts振荡器的非线性操作而响应于混乱的产生，从而有助于在所述发送步骤和所述接收步骤之间的同步。
62.按照权利要求61所述的程序存储器件，其中所述非线性映射函数包括偏斜帐篷映射。
63.按照权利要求50所述的程序存储器件，其中指示混乱频移键控数据的信号是中频信号。
64.按照权利要求50所述的程序存储器件，还包括至少下列之一的步骤在传播之前对指示混乱频移键控数据的信号进行缓冲；在传播之后对指示混乱频移键控数据的信号进行缓冲。
65.按照权利要求51所述的程序存储器件，其中所述编码步骤包括步骤按照显示流的非线性映射函数通过频移键控导出混乱信号。
66.按照权利要求65所述的程序存储器件，其中所述显示流的非线性映射函数是偏斜帐篷映射。
67.按照权利要求53所述的程序存储器件，其中所述解码步骤包括步骤通过按照显示流的非线性映射函数的相位比较和频率比较中的至少一个而导出混乱信号。
68.按照权利要求67所述的程序存储器件，其中所述非线性映射函数包括偏斜帐篷映射。
69.按照权利要求67所述的程序存储器件，其中所述解码步骤还包括步骤产生发送器映射的精确复制品，以按照所述相位比较和频率比较中的至少一个来进行比较；产生差错信号以纠错。
70.按照权利要求50所述的程序存储器件，还包括步骤将所述接收步骤与初始模式同步；和定期复位时钟信号，以控制混乱的轨迹。
全文摘要
一种用于通过窄带混乱(chaos)频移键控来进行信号发送和信号接收的系统(110)和方法，所述系统包括前向纠错编码器(118)，用于接收输入的数据；数据分组化器(120)，它与所述前向纠错编码器进行信号通信；压缩编码器(122)，它与所述数据分组化器进行信号通信；射频链路(114)，与所述压缩编码器进行信号通信；压缩解码器(124)，它与所述射频链路进行信号通信；数据逆分组化器(depacketizer)(126)，与所述压缩解码器进行信号通信；前向纠错解码器(128)，与所述数据逆分组化器进行信号通信，以通过控制混乱的轨迹而恢复输入的数据；其中所述方法包括步骤发送指示混乱频移键控数据的信号；在窄频带内传播所发送的信号；接收所述被传播的信号，并且通过控制混乱的轨迹而基本上没有使所指示的数据退化。
文档编号H04L27/00GK1600006SQ02810424
公开日2005年3月23日 申请日期2002年5月17日 优先权日2001年5月24日
发明者钱德拉·莫汉 申请人:阿特林克斯美国公司