控制接收器以减少预定干扰的影响的制作方法

专利名称：控制接收器以减少预定干扰的影响的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于控制接收器的方法，该接收器在对接收器 接收的信号造成干扰的至少一个其它部件附近工作。本发明同样涉
及一种对应布置、 一种对应i殳备、 一种对应系统、 一种对应專欠件4< 码和 一 种对应软件程序产品。
背景技术：
在第一频带中接收信号的各种接收器可以在其它部件附近工 作，这些其它部件在另一频带工作但是在第一频带内造成有干扰的 高次谐波和/或互调制产物。
例如，将有越来越多的移动设备，这些移动设备包括一方面是 蜂窝通信收发器(组合的发送器和接收器)而另一方面是正交频分 复用(OFDM)接收器的各种组合，并且在这些移动设备中蜂窝通信 收发器传输的高次谐波可能落入OFDM接收频带中。
OFDM是将原始数据分成数个更小数据流的调制技术，各数据 流在频域中使用不同的窄带子载波。例如用二进制相移键控 (BPSK)、正交相移4建控(QPSK) 、 16正交幅度调制(16QAM) 或者6 4 Q A M调制方案来调制各子载波。为了传输而将信号变换到时 域。OFDM接收器将信号变换到频域以便从子载波重新获得原始数 据。
OFDM在即将出现的无线标准中会成为主导调制技术。OFDM 已被选为用于无线本地接入网(WLAN)、微波存取全球互用性 (Wimax)、超宽带(UWB )和手持数字视频广播(DVB-H )的调 制技术。
当前例如有集成到同 一移动终端中的WLAN和全球移动通信系
统(GSM)及蓝牙TM收发器。
在将来的手持设备中，DVB-H接收器可以例如与根据GSM标 准或者宽带码分多址(WCDMA)标准来工作的蜂窝移动电话集成在 一起。
在图1中图示了利用GSM收发器110和OFDM接收器150的 示例系统100。
GSM收发器110包括天线111，该天线连接到具有双工器功能 的部件112。双工器部件112的功能可以由射频开关实施。部件112 一方面将天线111连接到接收链而另一方面将传输链连接到天线 111。
在接收链中，双工器112经由可变增益低噪放大器121、下变频 混频器122、基带滤波器123和模拟到数字(A/D)转换器124连接 到数字信号处理器(DSP) 114。
A/D转换器124的输出在DSP 114内经由位检测块126链接到 解码块127。 DSP 114还包括接收信号强度指示(RSSI)确定块128。 A/D转换器124和位检测块126的输出还可以链接到RSSI确定块128 的输入，该RSSI确定块128控制可变增益低噪放大器121。
在传输链中，DSP 114的编码块137经由DSP 114的位生成块 136连接到数字到模拟(D/A)转换器134。 D/A转换器134经由基 带滤波器133、上变频混频器132和可变增益功率放大器131连接到 双工器112。本地振荡器113连接到下变频混频器122和上变频混频 器132。
OFDM接收器150包括天线151,该天线经由可变增益低噪放大 器161、下变频混频器162、基带滤波器163和A/D转换器164连接 到DSP 154。A/D转换器164的输出在DSP 154内经由快速傅立叶变 换(FFT)块165和位检测块166链接到解码块167。 DSP 154还包 括RSSI确定块168。 A/D转换器164和FFT块165的输出还可以链 接到RSSI确定块168的输入，该RSSI确定块168控制可变增益低 噪放大器161。
这样的组合可能出现的问题在于在OFDM接收器150所支持的 射频(RF)频带内出现GSM收发器110的传输谐波。GSM收发器 110生成的干扰电平可以比接收的OFDM信号电平高数十分贝。
当前使用的WLAN标准802.11b和蓝牙tm使用2.4GHz频带， 这受到最高US信道的GSM850传输的三次谐波的影响。
当使用5GHz频带的WLAN标准802.1 la集成到移动终端中时 这些问题将扩大。在这一情况下，GSM1800传输的三次谐波将冲击 WLAN接收/发送频带。
尽管在WLAN中有十一个信道，但是在US DVB-H系统中在 670-1675MHz将仅有一个RF信道。最严峻的问题因此将出现在美 国DVB-H，因为GSM850频带传输的二次谐波会冲击单个DVB-H US信道，但不能使用另一信道。
在欧洲即将出现的Wimax标准中，将最可能部署3.5GHz频带， 这将受到GSM 1800传输的二次谐波所造成的干扰的影响。
在图2中针对两种情景图示了干扰问题。图2是按频率针对 DVB-H、 WLAN、 GSM和WCDMA以dBm为单位图示各种功率电 平的图。
GSM850以+33dBm的传输功率电平在约850MHz的频率工作。 GSM1800以+30dBm的传输功率电平在约1800MHz的频率工作。
移动终端传输功率电平可以根据产品的支持功率等级而变化。
US DVB-H在1670-1675 MHz的频率范围中工作。如图2中所 示，GSM850传输的二次谐波取决于在传输天线与接收天线之间的 衰减而落入最大功率电平为-30dBm的US DVB-H信道内。这与i殳置 -30dBm限制的GSM/WCDMA传输杂射发射规范相符。然而，用于 DVB-H的最小信号电平是-95dBm。因此，在这样的附近范围(例如 在同一设备中)正在进行GSM850传输的情况下对US DVB-H接收 可能造成负信干(S/I)比。
WLAN 802.11a工作的频率范围在欧洲为5130-5725 MHz、在美
国为5180-5825 MHz而在日本为4190-5350 MHz。如图2中所示， GSM1800传输的三次谐波落入功率电平约为-60dBm的WLAN 802.11a频带中。然而，用于WLAN的最小信号电平小于-90dBm。 因此，在附近正在进行GSM1800传输的情况下对WLAN接收可能 造成负S/I比。
仅为完整性而示出了在其它频带中可能造成干扰的其他谐波的出现。
当UWB接收器集成到与某一其它系统的传输器或者收发器相 同的设备中时可能出现类似问题。媒体终端可以实现例如使用GSM 或者WCDMA的语音和数据连接以及还使用UWB的数据连接。
当指定UWB系统时，目标是UWB不千扰其它系统。没有反过 来考虑其它系统将如何影响组合终端中的UWB接收。
在图3中图示了在UWB接收器和GSM/WCDMA收发器集成到 同一设备的情况下出现的可能干扰情景。图3是按频率针对GSM、 WCDMA和UWB以dBm为单位示出各种功率电平的图。
在UWB接收器中，跟随在天线之后的接收频带滤波器滤除在 3.1 GHz以下和在10.6 GHz以上的频率。因此抑制功率电平为 十33dBm的GSM900传输的基本频率、功率电平为十30dBm的 GSM 1800传输的基本频率和功率电平为+21 dBm的WCDMA2000传 输的基本频率。
然而，生成的GSM1800和WCDMA2000传输的二次谐波至五 次谐波的功率电平比接收的WUB信号的功率电平大得多。这一 高干 扰功率电平破坏了 UWB信号。结果，UWB数据吞吐量取决于接收 的UWB信号强度而降低或者完全停止。
在图3中未示出的GSM900传输五次谐波和更高谐波也将落入 UWB频带中。
在图4中图示了在UWB接收器和WLAN收发器集成到同一设 备中的情况下可能出现的干扰情形。图4是按频率针对UWB和 WLAN示出各种功率电平的图。
由于在UWB接收器中的上述滤波，也可以抑制功率电平为 +20dBm的WLAN802.11b传输的基本频率。抑制电平仍然比在GSM 和WCDMA情况下耕地，因为从最高WLAN频率到最低UWB频率 仅有约600 MHz的过渡频带。另夕卜，功率电平誉为-40dBm的WLAN 传输的二次谐波、功率电平约为-60dBm的WLAN传输的三次谐波 和WLAN传输的四次谐波在UWB频带中造成干扰。
在5 GHz工作的WLAN 802.11a使用UWB频带内功率电平为 + 2(^8111的频带。因而，这两个系统不能同时工作，因为传输的 WLAN信号将使UWB接收器的低噪放大器完全饱和。
可以注意到，多频带OFDM联盟的第二替代UWB标准提议是 基于OFDM的。这一点在图5中有所图示。图5是图示了各为528 MHz的十三个无线信道的图。信道分成四组A-D。在提议的UWB 规范中，各528 MHz无线信道分成128个子载波。
用于应对干扰的已知方式通常仅考虑所需信号具有比干扰更高 的电平使得S/I比为正的情形。
在PCT申请WO 03/105386中，已经提出在设备的发送器正在 发出传输脉冲串之时通过关闭设备的接收器来避免干扰。
在PCT申请WO 04/109942中，已经提出在预期第一频带有宽 带噪声时通过将第二接收器的天线调谐从第一频带改变成第二频带 来最小化从第一发送器到第二接收器的宽带噪声干扰。
在美国专利申请2003/0235254中，已经4^出通过将各信道中的 信号与相邻信道的功率平均做比较来标识因窄带阻塞信号而受阻的 信道。标识为受阻的信道被包含于阻塞掩码中以便在后续处理中使 用。

发明内容
本发明的目的是提高在相互邻近工作的接收器与其它部件之间 的互用性。
提出一种用于控制接收器的方法。假设该接收器在对该接收器
所接收的信号造成干扰的至少一个其它部件附近工作。该方法包括 基于与至少一个其它部件所生成的信号有关的信息来确定至少一个 其它部件所生成的信号的高次谐波和互调制产物中的至少一个是否 以及在什么频率对接收器所接收的信号造成干扰。该方法还包括调 节接收器的至少 一个特征以减少所确定的干扰的影响。
另外，提出 一种包括用于控制接收器的至少 一个芯片的芯片组。 假设该接收器在对该接收器所接收的信号造成干扰的至少一个其它 部件附近工作。该至少一个芯片包括适于基于与至少一个其它部件 所生成的信号有关的信息来确定至少一个其它部件所生成的信号的 高次谐波和互调制产物中的至少 一个是否以及在什么频率对接收器 所接收的信号造成干扰的处理部件。该至少一个芯片还包括适于调 节接收器的至少一个特征以减少所确定的干扰的影响的处理部件。
另外，提出一种布置，该布置包括接收器和在接收器附近工作 并且对接收器所接收的信号造成干扰的至少一个其它部件。该布置 还包括适于实现与提出的芯片组的部件相同的功能的处理部件。将 理解在这一情况下处理部件可以通过硬件和/或软件实现。它们可以 例如由执行对应软件代码的处理器或者由具有实现所需功能的集成 电路的芯片实现。
该布置可以例如集成于电子设备中。然而它也可以代之以分布 到某系统的数个设备如移动电话和附件。仅要求 一 方面在接收器与 处理部件之间而另一方面在其它部件与处理部件之间实现交互。
另外，提出一种用于控制接收器的软件代码。同样假设该接收 器在对该接收器所接收的信号造成干扰的至少一个其它部件附近工 作。软件代码在由处理器执行时实现所提出的方法。
最后，提出一种软件程序产品，其中在可读介质中存储所提出 的软件代码。
本发明从以下考虑出发尽管在许多情况下可以保证部件所生
成的信号的基本频率不干扰相邻接收器，但是它的高次谐波或者互 调制产物可能落入接收器的接收频带中。如果数个信号由不同部件
并行生成而 一 个信号调制另 一信号则可能出现互调制产物，造成更 多潜在干扰频率。因此提出确定接近部件的高次谐波或者互调制产
信息，所以此状态信息可以用于确定高次谐波或者互调制产物。然 后通过调节适当的接收器特征来尽可能多地消除所确定的干扰。
本发明的优点在于它使接收器能够经受来自其它部件的更多干 扰。因而，可以提高接收器与其它部件之间的互用性。
将理解也可以基于与在互调制产物中包含的数个信号有关的信 息并且因此基于与来自多个部件的信号有关的信息，来确定对接收 器所接收的信号造成干扰的由至少一个其它部件生成的互调制产物 的频率。必须注意在造成互调制产物中涉及到的信号可以是在基本 频率和/或高次谐波处的信号。
本发明可以用于任何接收器。将理解所指任何接收器也可以是
收发器。但是它对于OFDM接收器如DVB-H接收器、WLAN接收 器、Wimax接收器、UWB接收器等尤其有利。
尽管GSM和WCDMA系统以它们的调制覆盖整个所用RF信 道，但是OFDM系统在所用RF信道内并行调制大量窄子载波。结 果，OFDM系统对于在接收器正在移动并且接收器面临衰落通信信 道时出现的在OFDM信道内部的窄带滤波更具鲁棒性。当去除少数 子信道时，其它子信道将保持不变，这保证其它子信道的清楚接收。 例如，如果将类似窄带滤波应用于WCDMA信号，则所有信号位受 影响而总信噪(S/N)比减小。
OFDM技术被良好地建立并且已经为数个标准所采用，包括用 于非对称数字用户线(ADSL)服务的标准、用于甚高速数字用户线 (VDSL)的标准、用于数字音频广播(DAB)的标准和用于数字地 面电视广播的标准，例如在欧洲为DVB而在日本为综合服务lt字广 播(ISDB)。另夕卜，WLAN标准IEEE802.11a/g、 802.16a基于OFDM。 由于OFDM适合于高数据速率系统，因此它也是用于第四代(4G) 无线服务标准以及IEEE 802.1 In和IEEE 802.20标准的选项。
至少一个其它部件可以特别地包括任一类发送器。将理解到， 所指任何发送器也可以是收发器。用于移动通信链路的发送器的例
子是GSM发送器和WCDMA发送器。用于无线通信链路的发送器 的例子是WLAN发送器。但是必须注意该至少一个其它部件不限于 发送器。它也可以包括在已知频率处工作并且生成干扰高次谐波的 任何其它部件，比如显示器、处理器、存储器等。
情况下，仅用数字信号处理装置来最小化干扰可能并不充分，因为 检测信号几乎完全由干扰组成。考虑到这些情况，有利地在模拟域 中尽可能多地消除所确定的干扰。这一方式特别地适合于在负S/I 条件之下的信号恢复，而常规方式主要应对正S/I条件。
在本发明的一个实施例中，调节至少一个接收器特征因此包括 至少在模拟域中调节对于接收器所接收的信号的滤波以从接收器所 接收的信号中过滤所确定的干扰的频率。
在本发明的 一 个实施例中，调节至少 一 个接收器特征包括调节 天线特征使得接收器所接收的干扰信号最小化。可以通过更改天线 匹配来改变天线特征。天线匹配将同样在模拟域中执行信号滤波。
根据本发明来调节的在模拟域中的滤波可以在射频、在中频或 者在基带频率处应用于接收器所接收的信号。
例如可以通过从滤波器组中选择适当滤波器或者通过改变滤波 器特征来调节在模拟域中的滤波。两种方式均可例如用于调节用来 对接收器所接收的信号进行滤波的陷波滤波器的陷波频率。此种调 节可以特别地用于模拟基带滤波的调节。
如果在模拟域中的滤波在中频应用于接收器所接收的信号，则 可以代之以通过调节中频来调节滤波。然后可以借助使用固定陷波 频率的陷波滤波器对在调节的中频处的信号进行滤波。在基带信号 中，滤波的调节将变得明显。
在模拟域中的滤波并不理想。可以通过在数字域中的滤波来矫 正在模拟域中的滤波理想性的不足。
在本发明的一个实施例中，还基于与至少一个其它部件所生成 的信号有关的信息来确定至少一个其它部件所生成的信号的高次谐 波的功率电平和/或至少一个其它部件所生成的信号的互调制产物的 功率电平。
在一个实施例中，接收器和至少一个其它部件可以集成于单个 设备中，而互调制产物由至少一个其它部件和外部干扰源生成。
在本发明的一个实施例中，还可以基于从第二终端接收的干扰 信号来确定对第 一 终端中的接收器所接收的信号造成干扰的由至少
一个其它部件生成的信号的高次谐波和/或互调制产物的功率电平。 第二终端可以利用无线连接或者利用电连接而连接到第一终端。第
二终端可以连接到无线网络，但是它的位置如此接近第 一终端以至 于在第二终端的至少一个部件中生成的千扰会干扰第一终端接收器。
然后可以使用所确定的功率电平作为用于控制接收器可变放大 器增益的基础。增益因此构成可以进行调节的又一接收器特征。
取而代之或者除此之外，还可以使用所确定的功率电平作为用
于调节A/D转换的范围的基础，在模拟域中的滤波之后将该A/D转 换范围应用到接收器所接收的信号。A/D转换的范围因此构成可以 进行调节的又 一接收器特征。
另外，可以通过数字信号处理来进行干扰最小化。例如可以通 过自适应信号选择或者通过基于关于其它部件的已知状态信息对接 收信号进行数字滤波，来实现在数字域中的干扰最小化。例如可以 在时域中、在频域中和/或在位电平域执行信号选择。
在本发明的 一 个实施例中，在数字域中调节对接收器所接收的 信号进行的滤波以从接收器所接收的信号中过滤所确定的干扰的频 率。数字滤波的特征因此构成可以进行调节的又一接收器特征。
在本发明的一个实施例中，还基于与至少一个其它部件所生成 的信号有关的信息来确定至少一个其它部件所生成的信号的高次谐
号中造成干扰的时序。
然后可以使用确定的时序作为对接收器所接收信号执行的位检 测的基础。位检测的设置因此构成可以进行调节的又一接收器特征。
取而代之或者除此之外，还可以同步于该确定的时序来调节向 接收器所接收的信号中的数据应用的编码方案和/或调制方案。编码 方案和/或调制方案因此构成可以进行调节的又 一 接收器特征。
如果至少一个其它部件包括含天线的发送器，则可以计算在接 收器的天线与发送器的天线之间的天线隔离。然后可以考虑这一天 线隔离以便确定发送器所生成的信号的高次谐波和/或互调制产物对 接收器所接收的信号造成的干扰。
将理解也可以在提出的布置中、在提出的设备中、在提出的系 统中、在提出的软件代码中和在提出的软件程序产品中实施针对提 出的方法而呈现的任何示例性实施例。


本发明的其它目的和特征将从结合附图来考虑的以下具体描述 中变得清楚。
图1是支持GSM和OFDM的常规通信设备的示意框图2是图示了在DVB-HRF频带和WLANRF频带中GSM传输 的谐波所造成的干扰的图3是图示了在UWB RF频带中GSM和WCDMA传输的谐波 所造成的干扰的图4是图示了在UWBRF频带中引起的WLAN传输的谐波所造 成的干扰的图5是图示了使用OFDM的UWB的的示意框图7是图示了图6的电子设备的细节的示意框图8是可以在图6的OFDM接收器中利用的第一类陷波滤波器
的示意框图9是图示了用图8的陷波滤波器实现的可调陷波滤波的图； 图IO是用于图8的陷波滤波器的示例基本低通滤波器的示意电 路图11是用于图8的陷波滤波器的示例基本高通滤波器的示意电 路图12是用于调节图8的陷波滤波器的示例基本可切换电容器的 示意电路图13是用于调节图8的陷波滤波器的示例基本可切换电阻器的 示意电路图14是可以在图6的OFDM接收器中利用的第二类陷波滤波器 的示意框图15是图示了用图14的陷波滤波器实现的可调陷波滤波的图； 图16是用于图14的陷波滤波器的示例基本低通滤波器的示意 电路图17是可以在图6的OFDM接收器中利用的第三类陷波滤波器 的示意框图18是图示了用图17的陷波滤波器实现的可调陷波滤波的图； 图19是用于图17的陷波滤波器的示例基本带阻滤波器的示意 电路图20是图示了控制图6的OFDM接收器的流程图； 图21是图示了在图6的OFDM接收器的控制范围中调节A/D 转换器的图22是图示了为控制图6的OFDM接收器而确定天线隔离的流 程图23是图示了在中频处实现可调滤波的图6的电子设备的替代 细节的示意框图24是图示了具有可变中频的固定陷波滤波的图； 图25是图示了中心IF频率处操作的图26是图示了将本发明有利地用于OFDM接收器的图； 图27是图26的续图28是具有第一移动终端和另一干扰终端的系统的图；以及 图29是图示了图28的系统中干扰信号情景的图。
具体实施例方式
图6是根据本发明实施例实现减少千扰的示例设备的示意框图。 电子设备600可以例如是媒体终端。
电子设备600包括具有可调部件的OFDM接收器650。 OFDM 接收器650适于在预定义频带中接收无线信号并且将处理的信号输 出到用户接口 680，例如输出到显示器和扬声器。OFDM接收器650 可以例如是DVB-H接收器或者UWB收发器或者是WLAN收发器的
接收器部分。
电子设备600还包括在OFDM频带中生成具有干扰谐波的信号 的部件610。这一部件610可以例如是GSM或者WCDMA收发器或 者蓝牙TM收发器。然而，它也可以是部件610,该部件不适于发送 射频信号但是工作在OFDM频带中造成谐波的已知频率。它可以例 如是属于用户接口 680的显示器、处理器、存储器或者电气接口等。 也可能存在在OFDM频带中具有干扰谐波或者互调制产物的多个部 件610、 611和612。这样的附加干扰部件611、 612在图6中用虚线 表示。
电子设备600还包括用于OFDM接收器650的控制器641。控 制器641包括接收与部件610的操作有关的信息的干扰信号检测器 块645。控制器641还包括链接到干扰信号检测器块645并且将控制 信号提供给OFDM接收器650的OFDM接收器调节器块643。在多 个干扰部件610、 611、 612的情况下，干扰信号检测器块645可以 组合来自数个部件610、 611、 612的信息并且将组合信息提供给 OFDM接收器调节器块643作为用于对OFDM接收器650的控制信 号的基础。控制器641可以用硬件和/或软件实施。如果用软件实施，
则对应软件代码可以由设备600的处理器640执行。如果用硬件实 施，则对应电^各可以例如集成于i殳备600的芯片或者芯片组中。
将理解控制器641也可以集成于部件610中或者OFDM接收器 650中或者控制器641的功能也可以至少部分地分布到部件610和/ 或OFDM接收器650。
如图6中虛线箭头所示，OFDM接收器650同样可以将输入提 供给控制器641、尤其是提供给谐波干扰检测器块645。 OFDM为块 645提供的输入信息可以例如包括干扰信号带宽、干扰信号频率、干 扰信号功率电平和干扰时序。可以通过观察在接收信号中的检测子 载波数目来限定千扰信号带宽。可以通过将检测的子载波功率电平
定时信息可以用来控制何时存在干扰而何时没有干扰。
当提供的信息表明在OFDM接收器650不存在干扰时，OFDM 接收器调节器643可以无需工作。如果OFDM接收器650接收的信 号电平高于预定义阈值电平，则OFDM接收器调节器块643可以无
需工作。
图7是图示了与图1的OFDM接收器和部件610类似的OFDM 接收器650和部件610的细节的示意框图。
例如假设部件610是GSM收发器。它包括天线711，该天线经 由具有双工器功能的部件712连接到接收链和发送链。在接收链中， 双工器712经由可变增益低噪放大器721、下变频混频器722、基带 滤波器723和A/D转换器724连接到DSP 714。 A/D转换器724的 输出在DSP 714内经由位检测块726链接到解码块727。 DSP 714还 包括RSSI确定块728。 A/D转换器724和位^r测块726的输出还可 以链接到控制可变增益低噪放大器721的RSSI确定块728的输入。 在发送链中，DSP 714的编码块737经由DSP 714的位生成块736 连接到D/A转换器734。 D/A转换器734经由基带滤波器733、上变 频混频器732和可变增益功率放大器731连接到双工器712。本地振 荡器713连接到下变频混频器722和上变频混频器732。
例如假设OFDM接收器650为DVB-H接收器。它包括天线751, 该天线经由天线调谐电路780、可变增益放大器761、下变频混频器 762、基带滤波器763和A/D转换器764连接到DSP 754。合成器753 生成用于下变频混频器762中发生的直接下变频的本地信号。在图7 中示出了直接下变频接收器，但是接收器也可以用在图23中呈现的 中频架构来实施。可变增益放大器761是低噪放大器(LNA)而基 带滤波器763是在模拟域中工作的信道滤波器。A/D转换器764的 输出在DSP 754内经由可调有限冲激响应(FIR)滤波器770、 FFT 块765和位检测块766链接到解码块767。 DSP 754还包括RSSI确 定块768。 A/D转换器764和FFT块765的输出还可以链接到控制 可变放大器761的RSSI确定块768的输入。
与图l的常规系统相比，因此已经添加数字FIR滤波器770。
另外，OFDM接收器650的部件相对于OFDM接收器150的部 件在更大范围可调。图7图示了从GSM收发器经由控制器641到 OFDM接收器650的控制信号流。正如变得明显地，信息由GSM收 发器的DSP714提供而将控制信号应用到可变放大器761、可调基带 滤波器763、可调A/D转换器764、可调FIR 770、可调FFT块765、 可调位检测块766和可调解码块767的相应控制信号输入。
可调基带滤波器763更具体地是可以调节陷波的陷波滤波器。 它可以用各种方式实施，其中一些方式将参照图8至图19在下文中 加以呈现。
DSP 754包括实际的接收信号数字处理和对检测信号的分析。这 一分析可以包括对信号质量的分析，例如误比特率的确定或者干扰 信号检测/分析。干扰信号检测可以包括干扰信号传入频率的分析、 干扰功率电平的确定、干扰时序的确定、千扰带宽的确定等。带宽 检测可以用于分析受影响的子载波数目。
DSP 714和DSP 754可以通过具体信号处理电路或者用任何可 变成处理器单元来实施。
图8是图示了第一可变陷波滤波器实施的示意框图。在块801
中概括了 OFDM接收器650在陷波滤波器763之前的部件，而在块 802中概括了 OFDM接收器650在陷波滤波器763之后的部件。还 示出了控制器641和GSM收发器610。
陷波滤波器763包括从先前处理部件801接收信号的分路单元 811。分路单元811将这一信号一方面提供给高通滤波器812而另一 方面提供给低通滤波器813。高通滤波器812和低通滤波器813的输 出由组合单元814组合并且提供给后续处理部件802。
控制器641具有对高通滤波器812和低通滤波器813的控制访 问权。它从GSM收发器610以及可能还从DVB-H接收器650的块 802接收信息。DVB-H接收器650的DSP 754可以向控制器641例 如通知哪个无线信道目前将由DVB-H接收器650接收。如图9中所 示，控制器641可以更具体地调节陷波滤波器763的通过部分的范 围。
图9是针对0至5...8 MHz的DVB-H信道带宽示出了低通滤波 器812和高通滤波器813的示例组合频率响应的图，因为DVB-H规 范的当前版本指定了5、 6、 7或者8MHz的支持无线信道带宽。
低通滤波器813的当前设置低通部分和高通滤波器812的当前 设置高通部分用实线表示，获得在两个部分之间的第一陷波。如点 线所示，可以通过使低通部分和高通部分移位来使陷波移位。另外 示出了用于该组合频率响应的调谐范围。可见该陷波基本上可以移 位到DVB-H信道带宽内的任何频率。
例如可以如在图10的电路图中呈现的那样构造低通滤波器 813。在这一实施例中，低通滤波器813的输入经由值为R的第一电 阻器和值为R的第二电阻器连接到运算放大器1001的非反相输入。 运算放大器1001的输出同时是低通滤波器813的输出。在值为R的 第一电阻器与值为R的第二电阻器之间的连接点还经由值为C的第 一电容器连接到运算放大器1001的输出。运算放大器1001的非反 相输入还经由值为C的第二电容器接地。运算放大器1001的反相输 入一方面经由值为R的第三电阻器接地而另一方面经由值为R(A-1)
的第四电阻器连接到运算放大器1001的输出。值A代表运算放大器
的线性增益，而值R(A-1)限定反馈环电阻器值。
可以用已知方式通过改变第一电阻器、第二电阻器、第一电容 器和第二电容器中至少一个的值来调节低通滤波器813的截止频率。
例如可以如在图11的电路图中呈现的那样构造高通滤波器 812。高通滤波器812的输入经由值为C的第一电容器和值为C的第 二电容器连接到运算放大器1101的非反相输入。运算放大器1101 的输出同时是滤波器812的输出。在值为C的第一电容器与值为C 的第二电容器之间的连接点还经由值为R的第一电阻器连接到运算 放大器1101的输出。运算放大器1101的非反相输入经由值为R的 第二电阻器接地。运算放大器1101的反相输入一方面经由值为R的 第三电阻器接地而另一方面经由值为R(A-1)的第四电阻器连接到运 算放大器1101的输出。值A代表运算放大器1101的线性增益，而 值R(A-1)限定反々贵环电阻器值。
可以用已知方式通过改变第一电阻器、第二电阻器、第一电容 器和第二电容器中至少一个的值来调节高通滤波器812的截止频率。
在图12中描绘了示例性的可调电容器。可调电容器的第一馈点 经由值为C的第一电容器和第一晶体管T1连接到可调电容器的第二 馈点。并联地，第一馈点经由值为2C的第二电容器和第二晶体管 T2连接到第二馈点。并联地，第一馈点经由值为4C的第三电容器 和第三晶体管T3连接到第二馈点。并联地，第一馈点经由值为8C 的第四电容器和第四晶体管T4最终连接到第二馈点。可以通过借助 相应控制信号分别地接通或者关断晶体管Tl-T4来调节在第一馈点 与第二馈点之间可调电容器的总电容。例如，如果仅晶体管Tl接通， 则可调电容器获得总电容C。
在图13中描绘了示例可调电阻器。第一馈点经由值为R的第一 电阻器和第一晶体管Tl连接到第二馈点。并联地，第一馈点经由值 为2R的第二电阻器和第二晶体管T2连接到第二馈点。并联地，第 一馈点经由值为4R的第三电阻器和第三晶体管T3连接到第二馈点。并联地，第一馈点经由值为8R的第四电阻器和第四晶体管T4最终 连接到第二馈点。可以通过借助相应控制信号接通或者关断晶体管 Tl-T4来调节在第一馈点与第二馈点之间可调电阻器的总电阻。例 如，如果仅晶体管T1接通，则可调电阻器获得总电阻R。
图14是图示了第二可变陷波滤波器实施的示意框图。同样在块 801中概括了 OFDM接收器650在陷波滤波器763之前的部件，而 同样在块802中概括了 OFDM接收器650在陷波滤波器763之后的 部件。还示出了控制器641和GSM收发器610。
陷波滤波器763包括从先前处理部件801接收信号的分路单元 1411。分路单元1411将这一信号并行提供给"个带通滤波器，描绘 了其中的第一带通滤波器1412、第二带通滤波器1413和第"带通滤 波器1414,"是大于1的整数。带通滤波器1412至1414的输出由 组合单元1415组合并且纟是供给后续处理部件802。
控制器641具有对各带通滤波器1412-1414的控制访问权。它从 GSM收发器610以及可能还从DVB-H接收器650的块802接收信 息。具体而言，如图15中所示，控制器641可以通过相应控制信号 来分别使能或者去使能带通滤波器1412-1414中的任一带通滤波器。
图15是针对0-5...8 MHz的DVB-H信道带宽示出了带通滤波器 1412-1414的示例组合频率响应的图。
各带通滤波器1412-1414允许输入信号在相应通带PB1至PBn 中通过。通带PB1至PBn相互邻近而略微重叠。在呈现的例子中， 使能了所有带通滤波器1412-1414，这在图15中通过用实线绘出的 通带PB1至PBn来表示。仅第三带通滤波器被禁用，这在图15中 通过用虚线绘出的第三通带PB3来表示。因此，陷波基本上置于第 三带通滤波器的频率范围。所得组合频率响应用点划线绘出。
例如可以如在图16的电路图中呈现的那样构造各带通滤波器 1412-1414。在这一实施例中，带通滤波器1412-1414的输入经由值 为R的第一电阻器和值为C的第一电容器连接到运算放大器1601 的非反相输入。运算放大器1601的输出同时是带通滤波器1412-1414
的输出。在值为R的第一电阻器与值为C的第一电容器之间的连接
点还经由值为R的第二电阻器连接到运算放大器160r的输出而经由 值为C的第二电容器接地。运算放大器1601的非反相输入还经由值 为2R的第三电阻器接地。运算放大器1601的反相输入一方面经由 值为R的第四电阻器接地而另一方面经由值为R(A-1)的第五电阻器 连接到运算放大器1601的输出。值A代表运算放大器1601的线性 增益，而值R(A-1)限定反馈环电阻器值。
图17是图示了第三可变陷波滤波器实施的示意框图。同样在块 801中概括了 OFDM接收器650在陷波滤波器763之前的部件，而 同样在块802中概括了 OFDM接收器650在陷波滤波器763之后的 部件。还示出了控制器641和GSM收发器610。
陷波滤波器763包括从先前处理部件801接收信号的分路单元 1711。分路单元1711将这一信号并行提供给"个带阻滤波器，描绘 了其中的第一带阻滤波器1712、第二带阻滤波器1713和第"带阻滤 波器1714,"为大于一的整数。带阻滤波器1712至1714的输出由 组合单元1715组合并且提供给后续处理部件802。
控制器641具有对各带阻滤波器1712-1714的控制访问权。它从 GSM收发器610以及可能还从DVB-H 4企测器块802接收信息。具 体而言，如图18中所示，控制器641可以通过相应控制信号来分别 使能带阻滤波器1712至1714之一而去使能带阻滤波器1712至1714 中所有其它带阻滤波器。
图18是针对0至5...8MHz的DVB-H信道带宽示出了带阻滤波 器1712至1714的示例组合频率响应的图。
各带阻滤波器1712至1714分别在有限频率范围中、即在带阻 SB1至SBn中阻塞输入信号。相互邻近地安排可阻频率范围SB1至 SBn。在呈现的例子中，如与带阻SB1至SBn关联的相应点线、虛 线和点划线对所示，所有带阻滤波器1712至1714被去使能。如与 带阻SB3关联的实线所示，仅第三带阻滤波器被使能。因此，组合 频率响应对应于第三带阻滤波器的频率响应，而陷波置于该第三带
阻滤波器的阻塞频率范围SB3。
例如可以如在图19的电路图中呈现的的那样构造各带阻滤波器
1712至1714。带通滤波器1712-1714的输入经由值为R的第一电阻 器和值为R的第二电阻器连接到运算放大器1901的非反相输入。并 联地，带通滤波器1712-1714的输入经由值为C的第一电容器和值 为C的第二电容器连接到运算放大器1901的非反相输入。运算放大 器1901的输出同时是滤波器1712-1714的输出。在值为R的第一电 阻器与值为R的第二电阻器之间的连接点还经由值为2C的第三电容 器连接到运算放大器1901的输出。在值为C的第一电容器与值为C 的第二电容器之间的连接点还经由值为R/2的第三电阻器接地。运 算放大器1901的反相输入一方面经由值为R的第四电阻器接地而另 一方面经由值为R(A-1)的第五电阻器连接到运算放大器1901的输 出。值A代表运算放大器1901的线性增益，而值R(A-1)限定反馈环 电阻器值。
当GSM收发器610要发送数据时，数据由编码块737进行编码。 编码数据由位生成块736转换成位表示。生成的位由D/A转换器734 转换到模拟域。所得模拟信号由基带滤波器733滤波。滤波信号由 混频器732利用来自本地振荡器713的信号上变频到射频。生成的 RF信号由放大器731放大并且经由双工器712转发到天线711用于 经由空中接口传输。这一过程对应于常规GSM传输。
然而，关于传输的信息并行提供给控制器641。具体而言，将关 于所用RF频带的信息、关于所用功率电平的信息和关于传输时序的 信息提供给干扰信号检测器645。
OFDM接收器650经由天线751在所选RF信道中接收OFDM 信号。该信号由可变放大器761放大而由混频器762下变频成基带 信号。混频器762为此利用合成器753所提供的RF信号。基带信号 由基带滤波器763滤波而由A/D转换器764转换成对应数字信号。 数字信号由FIR滤波器770处理而由FFT块765变换到频域。位检 测块766然后从iV个所用子载波重新获得位。将各子载波的位提供
给解码块767,该解码块将iV个位流解码以重新获得原始数据。然 后，数据例如可以用于经由用户接口 680呈现给用户。
如上所示，可变放大器761、基带滤波器763、 A/D转换器764、 FIR滤波器770、 FFT块765、位检测块766和解码块767在控制器 641的控制之下工作。
现在将参照图20的流程图描述根据本发明实施例控制器641对 OFDM 4妻收器650的调节。
干扰信号检测器645从GSM收发器610接收与基本频率(也称 为传输的一次谐波)有关的信息(2001 )并且基于该信息确定传输 所造成的谐波的频率(步骤2002)。例如可以借助预定义映射表来 获得谐波。
在数个干扰部件610、 611、 612的情况下，干扰信号检测器块 645从这些部件中的各部件接收信息(步骤2001 )并且组合来自部 件610、 611和612的干扰信号频率的信息。它可以例如接收来自 GSM收发器610的关于基本频率的信息和来自蓝牙TM收发器611的 关于基本频率的信息。基于接收的信息，干扰信号检测器块645可 以针对这些部件610、 611和612中的一个或者多个部件确定谐波频 率，此外它还可以计算这些部件610、 611和612中的两个或者更多 部件所造成的信号的混频产物或者互调制产物(步骤2002)。
当在非线性部件中有多个频率信号时将生成互调制产物信号。 具体地，可以通过减加不同频率的谐波频率来计算信号的互调制产
物。可以根据以下方程来呈现两个正弦信号的混频
t.、 = 4丄ski(2ff鋪和巧=-42 sin(2 r/2f)，其中
1'""代表两个可变电压 A，鸟代表信号幅度
L&代表以赫兹为单位的两个频率，以及 ^代表时间。
可能造成谐波和互调制产物的示例性非线性部件可以例如是一 些二极管。这样的二极管的输出可以用以下方程来表达
该方程可以用泰勒级数展开:
<formula>formula see original document page 27</formula>当这一泰勒展开应用于作为信号vl和v2之和或者之差输入信 号时，可以得到输出信号vO:
<formula>formula see original document page 27</formula>这些项代表 -1, DC移位
-原始的两个信号vl和v2
画平方律信号，包含频率/i，A，sA'si2，A + A和/1-/2 -等效于三次幂的信号。这些信号频率是
/<formula>formula see original document page 27</formula>-以及更高的幂。
前文可以用分类格式方程来表达
Freq (混合)■ "7-》n*freql + <.*■/-) m'*freq2 o
在这一方程中，freql是第一基本谐波频率，freq2是第二基本谐
波频率，而m和n是整数值，即m,ne 0,"厶3…。该方程对于基于
两个原始频率的二者互调制产物有效。第 一和第二基本频率的实际 来源可以是同一部件，或者两个信号可以在分离的部件中生成。
对于N个信号，可以通过将输入信号与包含数个频率如freq#l、 freq#2、 ...freq#N的信号相加根据先前呈现的方程来确定互调制产物频率。
<formula>formula see original document page 27</formula>+ (+/-) x*freq#N。 在这一方程中，freq#l是第一基本谐波频率而freq#2是第二基 本谐波频率。呈现其它基本谐波频率直至第N频率fr叫弁N。另外，m、 n和x是整数值，即m'n,xe oa,2,3一。 &叫#1、 freq#2、 ...freq#N 的来源可以是一个部件，或者这些频率可以由多个部件生成。
在先前方程中，基本频率freq#N也可以是基本频率fr叫弁l和 freq#2的互调制产物。因此，互调制产物频率也可以充当基本频率 而生成新的干扰频率。当有多个频率就位而高阶非线性又生成互调 制时互调制频率的数目会很大。
在先前讨论中仅呈现了仅在一个有源非线性块中生成的互调 制。在典型接收器中有相互连接的多个非线性块，因此先前的块互 调制结果对于下一个块将是基本频率。这会造成难以解决的具有难 度的干扰问题。
只要有需要就可以计算互调制产物的频率，但是互调制产物频 率也可以已经存储到查找表中以避免额外的计算。
然后，干扰信号检测器645确定一次谐波还是高阶谐波落入或 者接近OFDM频带并且因此将造成干扰(步骤2003 )。正如下文将 参照图22进一步所述，干扰信号检测器645还确定相应谐波所预期 的功率电平。干扰信号检测器645还确定互调制产物所预期的功率 电平。
干扰检测器645可以用不同权重对部件610、 611、 612的传入 信息加权。这意味着例如信息610更重要，因为预期干扰电平高于 来自其它部件611、 612的信息。因此，来自部件610的时序信息用 于指示何时存在干扰。
在没有检测到迫近干扰时，干扰信号检测器645等待与部件 610、 611或者612的下一传输有关的信息(步骤2001 )。
在检测到迫近干扰时，干扰信号检测器645指示OFDM接收器 调节器643执行对OFDM接收器610的适当调节。
作为也在图7中示出的第一调节1 ) ， OFDM接收器调节器643 调节连接到天线751的天线调谐电路780的特征。当干扰信号检测 器645检测到干扰传输时，天线调谐电路780可以调谐成另 一频率。
可以通过改变有源天线调谐部件780的一个部件值或者数个部
件值来完成调谐部件780的调谐。谐振电路通常包括以串联或者并 联方式连接的数个电感和电容部件。
例如，可以通过改变二极管的控制电压来改变PIN二极管电容。
电容变化将改变总电路谐振频率，而当这一电路连接到天线751时
天线谐振改变。
一种改变天线谐振频率的替代方式是从电路780连接或者断开 一些部件。电容和电感部件可以用实际部件或者用传输线来实施。
实际天线谐振可以根据干扰信号频率而移位到更高或者更低频 率。当天线谐振被调谐离开干扰频率时，天线隔离有所改进，这将 造成对谐波或者互调制干扰的更有效过滤。可以完成天线去调谐以 最小化从典型接收频带的外界到接收器650的干扰信号迁移并且因 此提高接收器650的阻塞性能。
作为也在图7中示出的第二调节2) , OFDM接收器调节器643 调节可变放大器761的增益(步骤2004)。
在常规系统中，仅使用RSSI块768所确定的RSSI作为用于在 可变放大器761处自动增益控制(AGC)的基础。在本发明的呈现
的预期功率电平有关的信息被用于进行附加的自动增益控制AGC。 具体而言，使用该信息使得只要对于给定RSSI预测到高干扰，就将 可变放大器761设置为比预测到低干扰或者没有干扰时更低的增益 级。这避免由于高干扰电平而压缩可变放大器761。也就是，防止放 大器761进入饱和。通过放置压制(override) OFDM接收器650的 第一级，可以维持用于A/D转换器764的最优信号接收电平。
作为也在图7中示出的第三调节3) , OFDM接收器调节器643 调节基带滤波器763的特征。
在图20的步骤2005中概括了第一调节1和第三调节3)，因为 它们均将模拟滤波调节到滤波器干扰频率。用于将模拟滤波调节到 滤波器干扰频率的这种调节的又一选项将是改变合成器753的频率。
为了调节基带滤波器763的特征，具体通过对应控制信号来调
节基带滤波器763的陷波使得它的频率范围覆盖一个或多个干扰谐 波或者互调制产物的确定频率。这提高了载波噪声(C/N)比并且因 此可以提高OFDM接收质量。视所用基带滤波器拓朴而定，如上文 参照图8所述通过自适应地改变滤波器特征、或者如上文参照图14 和图17所述通过使能来自滤波器组的适当滤波器，来改变基带滤波。 可以注意除了将陷波移位到适当位置之外OFDM接收器643还可以 适于通过改变滤波器特征、或者通过从滤波器组中选择适当滤波器， 来调节陷波的斜率。
作为也在图7中示出的又一附带调节3A) , OFDM接收器调节 器643调节数字FIR滤波器770的特征(步骤2006 )。
由于在步骤2005中改变信道滤波器特征会因增加码间干扰 (ISI)而影响接收质量，所以需要补偿。为此包括FIR滤波器770， 该滤波器简易地补偿模拟基带滤波器763较常规信道滤波器而言的 不理想性。如果干扰很近地冲击所需信号，则滤波器763的斜率可 以增加而这可以滤除更多干扰。例如可以如参照图10、图11、图16 和图19所述通过改变滤波器部件值来调节滤波器斜率的陡度。滤波 器斜率或者陡度受滤波器763中有多少滤波级所影响。滤波器763 可以包括在图IO、图11、图16或者图19中呈现的多个单独滤波器 级。可以通过选择实际上多少滤波级对传入信号滤波来更改滤波器 陡度。可以单独地选择用于各滤波级的分量值。如果需要简单滤波， 则可以旁路一些滤波级，这将节省电流消耗。额外滤波将对接收信 号相位具有影响，这通常表达为群延迟。这一额外滤波群延迟的不 理想性也必须由数字FIR滤波器770补偿。可以通过改变FIR滤波 器系数值来补偿不理想性。这些值限定数字滤波器的幅度和相位响 应。数字滤波器响应可以具体由OFDM接收器调节器643优化使得 模拟和数字滤波器763、 770的组合滤波器响应是相位线性的。
作为也在图7中示出的第四调节4) ， OFDM接收器调节器643 调节A/D转换器764的标度(步骤2007 )。
陷波滤波器763的实际实施总是具有有限的滤波能力。如下文
参照图27进一步所述，滤波之所以不理想是因为没有实现无穷衰减
并且在滤波器响应中包括滚降(roll-off)效应。由于一些信号会至 少在滤波衰减不太高的那些频率通过滤波器分量泄漏，所以没有完 全地去除干扰的信号内容。特别是对于在设置陷波的滚降区中的子 载波就是这种情况。包括A/D转换器764的标度优化以应对泄漏的 干扰信号。
在图21中图示了标度调节。在正常的OFDM接收器操作中，例 如在图21的左侧图示的有效4位A/D转换器量化分辨率可能是充分 的。当存在干扰时，使用更高的位分辨率，例如在图21的右侧图示 的有效8位量化分辨率。例如通过对应控制信号增加A/D转换器764 的阻塞来实现A/D转换器764的更高分辨率。当以更高频率使用A/D 转换器764以便增加它的动态范围时，它的功率消耗也增加。因此， 仅当由于干扰而需要时才有利地利用更高分辨率。
将理解尽管在图21中呈现了并联型A/D转换器，但是同样可以 用串联型A/D转换器、例如用2>5转换器来实现A-D转换。利用Z-5 转换器，也可以通过增加A/D转换器的钟控来实现量化分辨率增加。
作为也在图7钟示出的第五调节5) , OFDM接收器调节器643 调节FFT块765的操作(步骤2008 )。
为了实现任何实际的数字信号处理，需要某一信噪比。如上文 提到的，实现的滤波器并不理想而干扰的信号内容没有完全地去除。 为此，需要数字信号滤波以提高信噪比。这一数字信号滤波是在实 际FFT转换之前的第 一信号处理步骤而它是在FFT块765中实现的。 这一数字预滤波滤波器可以过滤具有甚至比用模拟滤波器实现的过 滤更低的电平的已知千扰。如果传入信号信噪比足够高，则可以旁 路数字信号滤波。
分布式自适应滤波的主要思想在于基带滤波器763在模拟域中 执行粗略滤波而FFT块765的可调滤波器在数字域中执行精细调谐 滤波。如果需要，则滤波器770校正模拟域滤波器的群延迟。由于 在到达A/D转换器764之前谐波信号或者互调制产物的干扰被基带
滤波器763过滤，所以转换器764没有被干扰信号过度驱动。因此， 对于信号和余留干扰有通过A/D转换器764的调节标度来进一步增 加的更动态的范围。由于对于信号和噪声的分辨率增强，所以现在 可以更有效地完成在数字基带侧的自适应滤波。
通过选择未破坏的子载波或者足以满足最小接收数据速率水平 的子载波来实现部分数字滤波。OFDM接收器调节器643计算哪些 子载波受GSM收发器610传输的一个或者多个谐波或者互调制产物 破坏并且相应地通知FFT块765。在数字滤波中将在FFT块765中 基本上去除其中信号完全为干扰所淹没的子载波。
FFT块765也可以将增益比未破坏子载波的信息更低的被破坏 子载波的信息加权。在需要来自 一些被破坏子载波的信息以满足最 低接收数据率水平的情况下，特别是对于受破坏影响更少的那些子 载波可以使用后一方式。
作为也在图7中示出的第六调节6) ， OFDM接收器调节器643 调节位检测块766中的位检测(步骤2009 )。
GSM收发器610向干扰信号检测器645通知OFDM接收何时是 不传输的或者如果使用突发模式传输则何时会出现GSM传输。干扰 信号检测器645将此信息转发到OFDM接收器调节器643。 OFDM 接收器调节器643向位检测块766通知何时会出现GSM收发器传 输。位检测块766然后可以在检测所接收的信号时考虑此信息。这 已经在上文引用的涉及文献WO 03/105386中有描述。响应于传输通 知，位检测块766可以特别地在与GSM收发器传输的持续时间对应 的时间部分、例如在与脉沖串传输的持续时间对应的 一 位时间部分 终止检测。特别是只要OFDM接收器调节器643确定频率和干扰电 平的组合对于当前OFDM接收如此显著以至于在步骤2004至2008 中的调节1)至5)不会造成可感测的位检测时，都可以引起这一调 节。
作为也在图7中示出的第七调节7) ， OFDM接收器调节器643 选择适当的编码和调制方案并且相应地通知解码块767(步骤2010 )。
OFDM接收器调节器643或者解码块767也向OFDM接收器650的 部件(未示出)通知哪个负责向相应OFDM发送器提供与待应用的 编码和调制方案有关的信息。
任何双向OFDM通信系统都可以支持自适应编码和调制方法。 WLAN 802.11a系统支持用于OFDM调制的多个调制方法。支持的 净荷调制方法是BPSK、 QPSK、 16-QAM和64-QAM。支持的数据 率是6、 12和24Mbps而可选数据速率是9、 18、 36、 48和54Mbps。
OFDM接收器调节器643可以根据GSM收发器610的其它时序 循环来改变OFDM编码和调制。在OFDM系统的发送端中改变 OFDM编码和调制。需要将系统参数的变化需求传达给OFDM系统 的发送端。至少在双向系统中这样请求数据速率的变化。
例如，如Gerard Faria在ITIS 1999年的文献"DVB-T hierarchical modulation: an opportunity for new services "中戶斤述，例^口可以用分级 方式改变调制。
GSM收发器610可以将发送和接收循环传达给控制器641。然 后通过选择适合于经受GSM收发器610所造成的干扰的恰当信道编 码来在初始化OFDM系统时将这些纳入考虑之中。
必须注意OFDM接收器调节器643可以保证在相应GSM活动 传输时隙的持续时间或者在可以是语音呼叫的全部GSM连接时间 执行任何调节(步骤2004-2010)。
OFDM接收器调节器643可以在实际无线传输之前发送实际调 节命令信号，因为在通信线路中和在数字信号处理器中有延迟。当
在实际传输之前发送命令信号时，在将存在实际千扰时已经正确地 调节接收器650。
由于GSM收发器610的传输而在OFDM接收器650经历的干 扰电平并不唯一地依赖于传输功率电平。干扰电平实际上依赖于 OFDM接收器接收电平、GSM收发器传输电平以及在GSM天线711 与OFDM天线751之间的天线隔离等。
尽管OFDM接收器接收电平和GSM收发器传输电平在设备600
中已知，但是可以一次或者按定期间隔确定和存储天线隔离。
在图22的流程图中图示了一种在控制器741处确定天线隔离的
可能性。
GSM收发器610在第一 RF频带发送信号并且相应地通知控制 器741 (步骤2201 )。
干扰信号检测器645知道这一传输可能在哪些其它RF频带引起 干扰、即在1次、2次、3次等谐波或者在互调制产物中。它也可以 基于在基本频率RF频带中发送信号的电平来确定在各谐波或者互 调制产物的发送干扰的功率电平(步骤2202 )。
OFDM接收器610测量在与之相关的RF频带之一的接收干扰并 且相应地通知控制器741 (步骤2203 )。
基于在这一 RF频带的测量接收干扰和已知传输干扰，干扰信号 检测器645可以确定和存储天线隔离(步骤2204)。
这一天线隔离然后可以用来确定后续GSM收发器传输所造成的 干扰的功率电平作为用于与GSM收发器610的接收/发送循环同步 地如上所述控制OFDM接收器650的特征的基础。
尽管上文呈现的实施例执行对模拟基带滤波的调节，但是必须 注意也可以在射频或者在中频(IF)处调节模拟滤波。
例如可以用孩M几电开关(MEMS )部件才支术实现可调射频滤波器。
在图23至图25中图示了使用可调中频滤波的示例方式。
图23是根据本发明实施例使用中频的示例DVB-H接收器的模 拟部分2300的示意框图。
天线(未示出)接收的RF输入信号由RF滤波器2311滤波而 由低噪放大器2312放大。放大的信号提供给第一混频器2313,该混 频器将RF信号下变频成中频信号。中频信号然后受固定陷波滤波器 2314处理。在不同频率可以有图中未呈现的数个固定陷波滤波器。 滤波的中频信号进一步由第二混频器2315下变频到基带。所得基带 信号由低通滤波器2316低通滤波而提供给A/D转换器(未示出)用 于后续数字处理。该数字处理可以对应于图7的OFDM接收器650
的数字处理。中频图像滤波器未示出。在图23中示出了一个中频接 收器。可以有数个中频和在不同中频处的数个固定陷波滤波器。通 常，数个中频用来提高接收器带外阻塞性能。
用于混频器2313、 2315的混频信号由本地振荡器布置提供。
在这一布置中，自动频率控制(AFC)信号控制压控晶体振荡 器块2321的振荡频率。压控晶体振荡器块2321的输出信号或者频 率一方面提供给包括相位检测器(PD) 2322、低通滤波器2323、压 控振荡器(VCO) 2324和分频器(1/N) 2325的第一锁相环(PLL )。 使用VCO 2324的输出作为用于第一混频器2313的混频信号。压控 晶体振荡器块2321的输出信号另一方面提供给包括相位检测器 2326、低通滤波器2327、 VCO 2328和分频器(1/N) 2329的第二 PLL。使用VOC 2328的输出作为用于第二混频器2315的混频信号。 可以用整数比或者分数除法器拓朴来实施分频器块2325和2329。
AFC控制信号根据来自控制器2330的控制信号来控制压控晶体 振荡器块2321。控制器2330根据GSM收发器传输的谐波或者互调 制产物来生成控制信号。通常，AFC信号仅用来补偿多普勒效应， 该效应意味着当移动终端在朝着或者背离基站而移动时改变了接收 信号频率。在本发明的当前实施例中，AFC信号的多普勒效应补偿 和谐波或者互调制产物过滤控制的组合。
中频可以高于或者低于接收器部分2300的原始接收频率，或者 高于或者低于先前中频。中频选择依赖于支持的系统和系统的接收 器要求。
在本发明的替代实施例中，控制器2330控制合成器块2325和 2329从而改变中频，使得相对于中频最优地设置固定陷波滤波器带阻。
图24是图示了接收混频器2313的可变IF信号输出作为输入的 固定陷波滤波器2314的频率响应的图。当使用低中频时，陷波落在 DVB-H信道的带宽之上。当使用高中频时，陷波落在DVB-H信道 的带宽之下。现在可以由晶体振荡器块2321或者通过在这些极值之
间控制块2325和2329来调谐中频。当使用任何中间中频时，陷波 落在DVB-H信道的带宽内。也就是，通过将对应混频信号提供给第 一混频器2313来调节所用中频，而不是通过调谐陷波滤波器2314 本身从而实现调谐滤波。通过向用于将中频信号转换到基带的第二 混频器2315提供的混频信号的对应该比那来补偿中频的变化。
图25是图示了在中心中频处进行操作的图。
因此在中频级总是过滤同 一频率，但是当信号由第二混频器 2315转换到基带时，已经去除相应不同的基带频率。
尽管呈现的实施例使用OFDM接收器650，但是将理解它也可 以用于其它类型的接收器。然而可以注意，如图26和图27中所示， 本发明对于OFDM接收器特别地有利。
OFDM系统是基于在所选RF信道内使用数个窄子载波2601。 在图26左上侧的图中图示了这一点。
其它系统如WCDMA和GSM系统以它们的调制整体覆盖RF信 道2611。在图26右上侧的图中图示了对应的CDMA调制。
在图26左下侧的图中图示了接收OFDM信号的陷波滤波2602 ， 而在图26右下侧的途中图示了接收CDMA信号的陷波滤波2612。
针对OFDM在图27左侧的图中图示了所得滤波信号而针对 CDMA在图27右侧的图中图示了所得滤波信号。
在图27中可见，OFDM系统由于它的特殊调制而对在OFDM信 道内部出现的窄带滤波很具鲁棒性。在陷波滤波之后，由于滚降效 应致使一些OFDM子载波2703完全丢失而一些相邻子载波2702降 级，但是多数子载波2701保持它们的原始S/N比。也就是说，在这 些未变子载波2701中清楚的接收是可能的，并且可以基于所含符号 来执行可靠位检测。仅降低了丢失和降级的子载波数据位的S/N比。 如上所述，可以将降级子载波2702加斥又以<更减少它们在位;险测中的 影响。
另外，在图27中可以看到，当在CDMA信号内执行相似窄带 滤波时整个带宽受影响。对于CDMA信号，阻塞去除滤波减少了接
收信号的总电平2711从而获得减少的信号电平2712,这影响了所有 符号。因此降低了总信号S/N比。
图28呈现了涉及到位置相互接近的数个移动终端的干扰情形。 呈现的第一终端可以是图6的电子设备600。电子设备600经由天线 711连接到蜂窝网络基站2840。同时，电子设备600可以经由又一 天线连接到无线耳机或者另一远程设备2830。电子设备600还可以 同时具有经由天线751的到无线本地网接入点2850的活动WLAN 连接。出于说明目的仅示出了第二用户终端2820。到耳机2830和到 基站2840的连接可能在电子设备600的天线751中造成千扰。在第 二终端2820与基站2840之间的又一连接也可能在天线751中造成 干扰。
图29是图示了天线751中干扰情形的图。如果在电子设备600 与基站2840之间的连接在fl=1710 MHz的频率工作而在电子设备 600与耳机2830之间的连接在f2=2400 MHz的频率工作，则干扰互 调制产物将具有2*fl+f2=5820 MHz的频率。这一频率可能落入在电 子设备600与接入点2850之间的WLAN连接的工作频率范围中。 在干扰检测块645中可能已经限定这一干扰混频产物。然后可以根 据本发明来控制连接到天线751的接收器650。
当在第二终端2820与基站2840之间的主连接在fl=1710 MHz 的频率工作而在电子设备600与耳机2830之间的连接在f2=2400 MHz的频率工作时可能出现类似干扰情形。在第二终端2 820与天线 751之间的连接是来自第二终端2820与基站2840之间连接的无意识 干扰传输泄漏。另外在这一情况下，干扰互调制产物将出现在频率 5820 MHz,该频率可能落入在电子设备600与4妾入点2850之间的 WLAN连接的工作频率范围中。在这一情形下也可以根据本发明来 控制接收器650。
将理解如果需要则也可以按不同顺序执行对接收器特征的所述 调节。如果作为优选，则也可以忽略一些调节步骤。
将注意所述实施例仅构成本发明各种可能实施例中的一些可能
实施例
权利要求
1. 一种用于控制接收器(650)的方法，所述接收器(650)在对所述接收器(650)所接收的信号造成干扰的至少一个其它部件(610，611，612)附近工作，所述方法包括-基于与所述至少一个其它部件(610，611，612)所生成的信号有关的信息来确定(步骤2002；2003)所述至少一个其它部件(610，611，612)所生成的信号的高次谐波和互调制产物中的至少一个是否以及在什么频率对所述接收器(650)所接收的信号造成干扰；以及-调节(步骤2005)所述接收器(650)的至少一个特征以减少所确定的干扰的影响。
2. 根据权利要求1所述的方法，其中所述接收器(650 )是正 交频分复用接收器。
3. 根据权利要求1所述的方法，其中所述至少一个其它部件 (610, 611, 612)包括以下部件中的至少一个-用于移动通信链路的发送器；-用于无线通信链路的发送器；-处理器；-显示器；以及-存储器。
4. 根据权利要求1所述的方法，其中调节所述接收器(650 ) 的至少一个特征包括调节(步骤2005 )所述接收器(650 )所接收 的所述信号至少在模拟域中的滤波以从所述接收器(650 )所接收的 所述信号中过滤所述确定的干扰的所述频率。
5. 根据权利要求4所述的方法，其中在模拟域中的所述滤波在 射频、中频和基带频率中的至少一个处应用于所述接收器(650 )所 接收的所述信号。
6. 根据权利要求4所述的方法，其中通过调节对所述接收器(650 )所接收的所述信号滤波的陷波滤波器(763 )的陷波频率来 调节在模拟域中的所述滤波。
7. 根据权利要求4所述的方法，其中在模拟域中的所述滤波在 中频处应用于所述接收器所接收的所述信号，以及其中通过调节所 述中频来调节所述滤波，在调节的中频处的所述信号是借助使用固 定陷波频率的陷波滤波来滤波的。
8. 根据权利要求4所述的方法，还包括在数字域中的附加滤波 (步骤2006 )。
9. 根据权利要求1所述的方法，其中所述接收器(650 )包括 天线(751),以及其中调节所述接收器(650 )的至少一个特征包 括用调谐电路(780 )调节所述天线(751)的谐振频率。
10. 根据权利要求1所述的方法，其中调节所述接收器(650 ) 的至少一个特征包括-基于与所述至少一个其它部件(610, 611， 612)所生成的信 号有关的信息来确定(步骤2002)对所述接收器(650 )所接收的信 号造成干扰的由所述至少一个其它部件(610, 611， 612)生成的信 号的高次谐波或者互调制产物的功率电平；以及-基于所述确定的功率电平来控制(步骤2004 )所述接收器 (650 )的可变放大器(761)的增益。
11. 根据权利要求1所述的方法，其中调节所述接收器(650) 的至少一个特征包括-基于与所述至少一个其它部件(610, 611, 612)所生成的信 号有关的信息来确定(步骤2002)对所述接收器(650)所接收的信 号造成干扰的由所述至少一个其它部件(610， 611, 612)生成的信 号的高次谐波或者互调制产物的功率电平；以及-调节(步骤2007 )在模拟域中进行所述滤波之后向所述接收 器(650 )所接收的所述信号应用的模拟到数字转换的范围。
12. 根据权利要求1所述的方法，其中调节所述接收器(650 ) 的至少一个特征包括调节(步骤2008 )所述接收器(650 )所接收的所述信号在数字域中的滤波以从所述接收器(650 )所接收的所述 信号中过滤所述确定的干扰的所述频率。
13. 根据权利要求1所述的方法，其中调节所述接收器(650 ) 的至少一个特征包括-基于与所述至少一个其它部件(610, 611, 612)所生成的信 号有关的信息来确定(步骤2002 )所述至少一个其它部件(610， 611， 612)所生成的信号的高次谐波或者互调制产物对所述接收器所接收 的信号造成干扰的时序；以及所接收的所述信号执行的位检测。
14. 根据权利要求1所述的方法，其中调节所述接收器(650 ) 的至少一个特征包括-基于与所述至少一个其它部件(610， 611， 612)所生成的信 号有关的信息来确定(步骤2002)所述至少一个其它部件(610， 611， 612)所生成的信号的高次谐波或者互调制产物在所述接收器(650 ) 所接收的信号中造成干扰的时序；以及-与所述确定的时序同步调节(步骤2010 )向所述接收器(650 ) 所接收的所述信号中的数据应用的编码和调制方案中的至少 一 个。
15. 根据权利要求1所述的方法，其中所述接收器(650 )和所 述至少一个其它部件(610， 611, 612)集成于单个设备(600)中， 以及其中所述互调制产物由所述至少一个其它部件(610， 611, 612) 和外部干扰源(2820)生成。
16. 根据权利要求1所述的方法，其中所述至少一个其它部件 (610， 611， 612)包括含天线(711)的发送器，所述方法还包括计算(步骤2204)在所述接收器(650 )的天线(751)与所述发送 器的所述天线(711 )之间的天线隔离；以及考虑所述天线隔离以便 确定(步骤2002 )所述发送器在所述接收器(650 )所接收的射频频 带中生成的信号的高次谐波或者互调制产物所造成的干扰的功率电 平。
17. —种包括用于控制接收器(6 5 0 )的至少 一 个芯片的芯片组， 所述接收器(650 )在对所述接收器(650 )所接收的信号造成干扰 的至少一个其它部件(610, 611, 612)附近工作，所述至少一个芯 片包括-处理部件(645 )，适于基于与所述至少一个其它部件(610, 611， 612)所生成的信号有关的信息来确定所述至少一个其它部件 (610， 611， 612)所生成的信号的高次谐波和互调制产物中的至少 一个是否以及在什么频率对所述接收器(650 )所接收的信号造成干 扰；以及-处理部件(643 )，适于调节所述接收器(650 )的至少一个特 征以减少所确定的干扰的影响。
18. —种布置，包括 -接收器(650 );画至少一个其它部件(610， 611, 612)，在所述接收器(650 ) 附近工作并且在对所述接收器(650 )所接收的信号造成干扰；-处理部件(645 )，适于基于与所述至少一个其它部件(610, 611， 612)所生成的信号有关的信息来确定所述至少一个其它部件 (610， 611， 612)所生成的信号的高次谐波和互调制产物中的至少 一个是否以及在什么频率对所述接收器(650 )所接收的信号造成干 扰；以及-处理部件(643 ),适于调节所述接收器(650 )的至少一个特 征以减少所确定的干扰的影响。
19. 一种电子设备(600),包括根据权利要求18所述的布置。
20. —种系统，包括根据权利要求18所述的布置。
21. —种用于控制接收器(650 )的软件代码，所述接收器(650 ) 在对所述接收器(650 )所接收的信号造成干扰的至少一个其它部件(610, 611, 612)附近工作，所述软件代码在由处理器(640)执 行时实现以下步骤-基于与所述至少一个其它部件(610, 611， 612)所生成的信 号有关的信息来确定(步骤2002; 2003 )所述至少一个其它部件(610， 611, 612)所生成的信号的高次谐波和互调制产物中的至少一个是 否以及在什么频率对述接收器(650 )所接收的信号成干扰；以及-调节(步骤2005 )所述接收器(650 )的至少一个特征以减少 所确定的干扰的影响。
22. —种软件程序产品，其中在可读介质中存储根据权利要求 21所述的软件代码(641 )。
全文摘要
一种接收器(650)在对接收器(650)所接收的信号造成干扰的至少一个其它部件(610，611，612)附近工作。基于与其它部件(610，611，612)所生成的信号有关的信息来确定(步骤2002；2003)其它部件(610)所生成的信号的高次谐波和/或互调制产物是否以及在什么频率对接收器(650)所接收的信号造成干扰。调节接收器(650)的至少一个特征以减少所确定的干扰的影响。
文档编号H04L27/26GK101395807SQ200680053594
公开日2009年3月25日 申请日期2006年3月1日 优先权日2006年3月1日
发明者J·瓦尔塔南, M·莱诺南, S·鲁叙 申请人:诺基亚公司