专利名称：分析取样信号的方法
技术领域：
本发明是关于一种分析取样信号的方法，尤指一种于抽样前对该信号的取样 瞬间决定一调整值，其将于一给定频率处建设性地结合，以造成该抽样信号及一主 要变化的频率响应的方法。
背景技术：
在一典型无线电系统中(请参考图1)，讯息是通过一发射机调变为一无线电载 波。之后这信号经过一未知且变动的环境传送至该接收机。对于一接收机的效能， 将环境的影响自该信号移除的能力通常为关键。
该发射机101经由一附加错误保护编码区块102且之后通过一调变区块103 传递讯息位，该调变区块103调变该已编码讯息为一无线电载波。部分信号调变过 程中，附加已知的符码用以帮助该接收机进行无线电信道估计。
当传输时，该无线电信号于接收机108之前经过该无线电信道104。该无线电 信道不断地使码间干扰(ISI)上升，因而必须通过该接收机移除该码间干扰以确保正 确接收。于通过该接收机区块处理之前，该信号亦同时获有干扰及噪声。当该噪声 是自该环境而来的热噪声时，该干扰是因该频谱的其它使用者而提高。之后附加的 噪声是因该信号通过该Rx前端区块105而附加。
该接收机108于该Rx前端中将该模拟无线电信号转换为一数字基频信号。然 后，该信号通过该解调变区块106用以估测存在无线电信道及Rx前端所产生ISI、 干扰以及噪声的传输环境中的传输编码位。之后，该信号是经译码区块107以产生 这些最终接收的讯息位。
于一典型接收机中，准确的时间回复对于该解调变区块106的效能是否良好 是重要的。于该时间回复循环中，对不正确的连接程度产生效能上的影响是同时根 据传播环境以及该解调变单元的架构而定。于该接收机内非理想时序的例子中效能 下降的程度会被该接收机运作的取样率所影响。接收机运作的速率高于符码率是已 知的，其亦与过取样(oversampling)架构相关，相较于符码率接收机，其对于时序错误较不敏感(Digital Communications, John G. Proakis， 2" edition, McGraw-Hill International然而，在接收机中使用过取样，对于在执行数值运算及内存的需求 较高，导致需要更复杂的解决方案。因此，为了使该接收机设计复杂度降低，其需 避免过取样该接收信号。
高速下行分组接入(HSPDA)是该3GPP标准的Release 99版本的演进，其目的 在提升数据传输率及降低端对端的时间延迟，以提供使用者较佳使用体验。这些改 进是通过增量冗余(IR)的组合及使用高阶调变方式而实现。HSPDA通过导入用于数 据相对信道的16QAM的使用而增加该3GPP的容量。然而，其应注意该16QAM调 变对于传播介质中的失真，如ISI，相较于用于3GPP系统的Release 99版本的QPSK 调变方式，对于信道失真更为敏感。为了降低该接收机对信道失真的敏感度，更有 效且更复杂的接收机架构被提出。线性最小平均平方误差(LMMSE)均衡器是这种架 构的一范例(Chip-Level Channel Equalization in WCDMA Downlink, K. Hooli， M. Juntti， M丄Hdkkila， P. Komulainen, M. Latva-aho, J. Lilleberg， EURASIP Journal on Applied Signal Processing, August 2002)。
该LMMSE均衡器通过减少因传播信道导致的失真而提升了该解调变单元的 效能。该LMMSE均衡器可利用一前置滤波器Rake架构而实现(Equalization in WCDMA terminals, Kari Hooli， PhD thesis, 2003)。其中该已知Rake接收机是于其之前 加上一线性滤波器，其目的为移除由信道导致的ISI。该接收机的连接程度效能是 根据已处理的数字信号的时序，而效能随已接收的数字信号的取样速率而变化。
图2同时显示一符码率实施方式(每一细片取样一次)以及一过取样实施方式 (每一细片取样两次)的情形，于衰减传播条件下前置滤波器Rake接收机的总输出 效能。其显示总输出效能是相对于接收机所观察到的时序延迟。其可观察到在该符 码率接收机的情形中，效能因接收机所使用的时序而有显著的变化。最佳取样点以
及最差取样点间的总输出的差异近乎等于10%。其与过取样接收机的效能对照，其
中总输出对应时序延迟是大体上相同。因此，使用过取样实施方式的接收机以减少
/排除精确选择该取样点的需求。然而，运作于每细片二取样的接收机相较于该符
码率接收机，其运算更为复杂，因而接收机的耗电量将因此更高。这类接收机所需
求的内存数量亦更大。然后重要的是须注意通过符码率接收机所达成的最佳总输出 事实上并不比通过过取样接收机所达成的最佳总输出来的差。通过显示于图3中数
字信号的频谱的图案，这样的观察一开始令人讶异但却可易于理解。在HSPDA系 统中，符码率是等于3.84MHz。因此，符码率接收机将能够处理频率范围-1.92MHz至1.92MHz中的信号。其可由图3观察到，大部分有用的信号是限于这个范围中(于 2MHz处的衰减已等于10dB)。因此，对于一符码率接收机其可提供良好效能，提 供可与接收机中一致的良好时序点。
发明内容
有鉴于上述已知的缺憾，发明人有感其未臻于完善，遂竭其心智悉心研究克 服，凭其从事该项产业多年的累加经验，进而研发出一种分析取样信号的方法。 根据一样态，本发明提供一种分析取样信号的方法，其是用于抽样，其中该
抽样流程产生该信号的抽样变化以及该信号的变化，且其中该方法包含如有任何 需要，于抽样前对该信号的取样瞬间决定一调整值，其将于一给定频率处建设性地 结合，以造成该抽样信号及该主要变化的频率响应。
该信号的抽样信号变化以及该主要变化的频率响应间的建设性干涉于此情形
中获致良好效能，其中该取样信号是一HSPDA数据信号，其是对于一取样频率等 于该数据信号的符码率抽样，致使该数据信号之后可利用一运作于该符码率的 LMMSE架构解调变。
通过前述本发明的样态所判定的调整可于其抽样之前调整该信号的取样瞬 间。举例来说，在已知此技术者的能力范围下，设计一滤波器将能平移该取样信号 的取样瞬间。对于该取样瞬间的调整，其是通过前述本发明的样态所判定，可于使 用前滤除或纯化，以对该取样瞬间获得一实质的调整。举例来说，调整值可于时间 上累加，其中该累加的调整值是用于该调整的一现值，之后其是用于该取样瞬间。 可利用各种方式以加权为了提升效能而累加的这些数值。
该取样信号及其主要变化的频率响应间的建设性干涉的频率是可任意选择地 搜寻。然而，其中利用本发明以增进一解调器的效能，其是运作于已对符码率抽样
的一通讯信号，通过设定该任意频率至二分之一，或大约，随着抽样的数据信号的 取样频率，将使该解调器达到较佳的效能。
在可靠的具体实施例中，该取样信号是传送一列符码的通讯信号。举例来说， 该数据信号可包含一 HSDPA HS-DSCH数据信道。
根据前述本发明的样态，是判定一取样瞬间调整，其将造成该信号的抽样变 化及其主要变化的频率响应建设性的结合。举例来说，该信号的抽样变化的频率响 应可通过计算该信道脉冲响应的离散傅利叶转换而判定，其中该信号是通过该信道 接收。之后该主要变化的频率响应可视为该抽样信号的频率响应的变化，其是于抽样之前通过等于该信号的取样频率的数量而平移。
本发明主要以一种方法做描述。然而，本发明亦延伸至编排软件以执行本方 法且亦设置装置以执行本方法。
仅通过范例，现在将参照所附图标更详细地描述本发明的较佳具体实施例， 其中
图1为一典型接收机运作于一数字通讯系统中；
图2同时说明对于符码率及过取样架构，该接收机对时间点的敏感度；
图3为HSDPA信号的频谱；
图4为本发明的一具体实施例；
图5为本发明的另一具体实施例；
图6为具有每细片一取样变化成分的3GPP信号的频谱；
图7为具有每细片二取样变化成分的3GPP信号的频谱；
图8为用于不同抽样相位每细片一取样以及每细片二取样的变化频谱；以及
图9为用于时间估计装置的一较佳具体实施例。
具体实施例方式
为充分了解本发明的目的、特征及功效，现通过下述具体的实施例，并配合 附图，对本发明做一详细说明，说明如后
图4及图5为两种所提出架构的适当的具体实施例。在图4中，Rx前端区块 105后伴随一时序修正滤波器400。其是假定图4及图5两者，其通过该Rx前端区 块105所产生的信号均是过取样(举例来说，对于一 HSPDA系统该信号能够以每细 片二取样而产生)。该时序修正滤波器将一已知延迟应用于未修正任何其它特性的 接收信号(即，该滤波器是具有线性相位特性的全通滤波器。该时序修正滤波器400 的不同实施方式是可能的且其所描述是本文件的范围之外。该信号控制通过该时序 修正滤波器400所导入的延迟是自时序错误估计单元401中的延迟信号所获得。之 后该延迟信号是于降取样单元402中抽样致使该信号之后是对该符码率减少取样。 因此该解调变单元106可于该符码率运作。最后错误修正是于107中完成以产生该 传输信号的估计。
在图4中，通过该时序错误估计单元401所获得的时序控制信号是反馈至该时序修正滤波器400。图5显示该等效前馈控制架构。在图5所表示的架构中，在 任何延迟作用前，该时序错误估计单元401直接以该Rx前端区块105所产生的信 号运作。由时序错误估计单元401中所获得的时序控制信号是用于驱动该时序修正 滤波器400。该时序修正滤波器400的输出传至该降取样单元402。自该降取样单 元402取样的符码率是由解调变区块106及错误修正区块107处理以产生该传输讯 息的估计。
在更详细地描述图4及图5的具体实施例前，尤其是与该时序错误估计单元 401有关，这些具体实施例的特性、特征及优势现将被提出。
本文件中的具体实施例提出一种架构，用于一数字信号中估计及修正时序错 误，其中一理想时序点是自该传播信道的估计而获得，且其中显示了一种机制以自 该最佳点获得修正。
本文件中的具体实施例显示一时序估计装置，用于获得一时序控制信号，可 使用于数字通讯系统中。该时序控制信号可使用于驱动一时序修正机制(举例来说 如一少量延迟滤波器)于一数字通讯接收机中实现理想时序。另利用一前馈控制架 构(图5)或一后馈控制架构(图5)可结合该时序估计单元及该时序修正单元。
通过该时序估计单元及该时序修正单元处理的信号进行过取样(该过取样比率 仅需略大于1)。该时序估计单元及该时序修正单元是以一种该输出信号中的理想时 序与该符码周期匹配的方式运作。因此，利用所提出的时序估计机制与一时序修正
滤波器使该解调变单元运作于一符码率信号，达到如一复杂的过取样机构相同的效 能。
于该时序估计单元中获得的时序控制信号是自该传播信道的讯息而来(不论是 已知的一先前讯息或估计)。该时序控制信号是利用该传播信道的频率响应而获得。 该时序估计装置估计理想时序瞬间致使抽样信道的频率响应中的变化成分附加于 实际的频率响应。
与先前技术解决方案相比，其中时序控制信号是自接收信号直接获得，本发 明具体实施例有许多的优点。第一，因其运作于该传播信道而不是该接收信号，故 为了获得该时序控制信号所处理的取样的数量是显著地降低。该取样的数量是用于 定义根据该实际的传播环境的传播信道，但其是通常显著地低于需要获得一时序控 制信号的接收取样的数量。因此，本发明具体实施例就实施复杂度方面显示其优势。 甚者，且可能更为显著地，自该传播信道获得的时序控制信号的准确性是较自该接 收信号估计的控制信号更佳。即便该传播信道是自该接收信号估计的情形中，其亦适用。
当该信道并非一先前已知时， 一引导信号或训练序列是设于该传输信号中致 使接收机可利用这已知传输序列以估计传输信道。通常以较该信号的其余部分更佳 的品质接收该引导信号(举例来说，该训练序列可以较该信号的其余部分更高的能
量传输)。在3GPP标准中，该一般引导信道(CPICH)可用于信道估计(3GPP TS 25.211; Technical Specification Group Radio Access Network; Physical channels and mapping of transport channels onto physical channels (FDD))。该传播信道的估计是通过使该接收信 号与该已知CPICH信道相互关联而获得。与该已知CPICH信号的相关性提升了该 产生信道的信号噪声比(SNR)，该产生信道是通过等于该CPICH信道延展系数的系 数而估计。利用定义于该3GPP标准的形式，信道估计SNR中的增益是接近27.1dB。 其应注意所描述的时序控制改良的应用并不仅限于引导信号于该传输信号的 通讯系统。在缺少引导信号的情形中，其可使用隐蔽估计技术以获得该传播信道的 估计。
为了更进一步提升该时序控制信号的品质，可使用一些滤波阶段。首先，一 低通滤波器应用于与该传播信道的频率估计符合的复数符码。该第一低通滤波器是 于该时序错误估计之前应用。对该复数符码应用该低通滤波器而不是该时序错误信 号是了避免因滤波器的群体延迟特性导致的任何延迟。接着，进行时序错误信号的 滤除。通过移除/减少自噪声估计的贡献，其可自运作于时序错误估计的滤波阶段 增加增益。所揭露的文件描述了这样的机制，其是基于与该传播信道的频率估计相 符的复数符码的能量。
在所提出的一较佳具体实施例中，该传播信道的频率响应是首先以等于两倍 细片速率的取样率计算。然后获得时序位置，致使当抽样降低至对每细片一取样时， 含有映像的原始频率响应的变化成分出现。自该抽样的变化成分受控于每细片一取 样允许的频率范围的两边缘。在这特定具体实施例中，用于获得该期望时序位置所 需的频率响应估计可不需任何乘法运算即可产生。
所提出的发明可适用于任何数字通讯系统，其中该传播信道是已知或可估计， 举例来说，利用一引导或训练信号。所提出的发明的应用并不限于任何特定多存取 方式亦不限于任何传输格式。其亦应注意所提出的架构同时包含单天线及多天线连 接方式(同时于传输及接收侧)。
该时序估计装置可以硬件、 一处理器上的软件或结合两者来实现。 为了更详细地描述所提出的具体实施例，其需要显示将被使用到的传输连接的模型。
该接收信号可表示为
K小tX(/旨—/) + —/) + W)
/=0 /=0
其中vn"""i，"表示不同的传播信道。^J代表热噪声及相邻蜂巢间干扰 的结合的数学模型，且《^)假设为具有等于o^的白高斯噪声(AWGN)。这些取样 e^)代表为传输引导序列以及s^)代表在该服务蜂巢中不同使用者而来的信号。
假定这文件的其余部分，无任何一般性缺漏，而 。 该信道脉冲响应(CIR)是通过将该接收信号与该引导序列相关联而获得
雄)
其中W是W-CDMA引导信号的延展系数。 这关联性可由下列四个项次表示 S(/) = Of x x(/)
+ m-l
1L W-l ,
m承l
+
W—1
关
上述方程式中第一项与通过该引导信号的能量所达到的实际信道路口值相 附之三个项次表示在估计流程中产生的噪声。 上述做为该信道脉冲响应估计的方程式是假定该信号于该取样率被接收。然
而所描述的方法可易于延伸至过取样的情形。在一过取样系统中，该已知CPICH 信号，其是仅限定于符码率，是对于该接收信号的一细片范围中不同相位有关。之 后可校对对于该接收信号的不同相位有关的结果，以高于该符码率的取样率产生一 信道脉冲响应。其应强调的是利用该接收信号对该CPICH信号的关联性仅是一种 可能的方法，以产生该信道脉冲响应的估计。所提出发明的应用是对任何信道脉冲 响应估计技术均适用。其可用于其它技术，例如线性最小平方吻合(Digital Communications, John G. Proakis， edition, McGraw-Hill International), 以获得该信 道估计。其亦可利用能运作于缺乏一引导信号及/或训练序列的技术。举例来说，可使用隐蔽信道估测方法(Blind Channel Estimation Using First and Second Derivatives of the Characteristics Function, A. Yeredor,正EE Signal Processing Letters, vol. 9， no. 3 March 2002)。
通过该接收器所观察到的传播信道的频谱可表示如下
乂
, 、
6 "
其中^是于该接收机的取样周期。在该接收机的符码率实行的情形中， 等于该符码率人的倒数。当使用过取样时，^是等于^,其中^仅小于i。义")表
示该传播信道的真实频率响应。7q是通过该时序修正滤波器400于该接收机所导入
的延迟。
可自上述方程式显示通过该接收器所观察到的传播信道的频谱是包含变化
项。于方程式中的变化项与n不同于O的项次相符。这些变化项次对于该抽样信道 脉冲响应频谱的贡献是依据该传播信道响应、该取样相位^以及该取样周期^。 图6及图7分别显示于每细片一取样以及每细片二取样的两种情形下，具有结合图 像成分的3GPP信号的频谱。当该解调变区块运作于每细片一取样与每细片二取样 方式相比时，通过比较这两个图标的实际信号频谱及变化成分间的部份重叠区域， 其可观察到是显著地较大。这表示当该信号是于该符码率取样时，其变化将更显著。
图8显示于每细片一取样以及每细片二取样的两种情形下，该抽样传播信道 的频率响应。该频率响应依据不同取样相位计算所得。其可观察到在一信号以每细 片二取样处理的情形中，该频率响应对应所有不同的抽样相位皆相同。另一方面， 当该信号以每细片一取样运作时，该抽样频率响应随该取样位置变化。此种变化是 由该抽样流程所造成。
如该抽样传播信道的频率响应的方程式中所指出，具有该变化成分的实际响 应的组合是与该取样时间Tq相关。时序估计装置的目的为当抽样所造成变化时， 得到一时序控制信号，致使对于一频率点^的实际响应及该主要图像成分(即，其
中于序列方程式中n=i的成分)结合。这条件可表示如下(下列方程式假定其y。》g
但是该方法可易于延伸至包含A <()的情形) Im[T(/")魂-叫=0
该乘积^ (y。)x义(^"一,)可以下列一般形式表示对于该主要变化成分的组合的条件可因此表示为 〃(/。)-2訂0/>0
因此该理想时序位置可利用下列方程式获得 r。 二 yg(/。)
上述方程式显示该理想时序位置(对于一给定频率点产生建设性变化是理想 的)，可自该传播信道的频率响应的讯息获得。
该频率义是一多变的频率。实际上，当人-人/2时达到良好的效能。这条件
限定了该主要信号及该第一(n-l)变化的频率响应的"分组"间交叉点。虽然效能
似乎因入自力/2更为移开而减少，但仍于力/2附近的频率达到合理的效能。举例
来说，其应注意将可能根据该信道脉冲响应的特性适当地调整7。的值。
图9显示所提出的时序估计装置的一特定具体实施例。该传播信道路口，不
论估计或先前已知，是传输至单元500及501以产生该频率响应值^(y")及
X(/。 —/,)。可利用一些不同技术以估计该频率响应值I(厶)及义(,。—,)。
描述于这文件中的方法的应用并不限于任何特定的频率估计技术。举例来说，其将 可通过对该传播信道路口应用一 DFT以计算该频率响应值。之后该估计频率响应
Z(A)于共轭单元502中共轭以获得y(厶)。之后该复数乘积
I CC)xI(/ —,)可自这两个频率响应值算出。该复数乘积
X (^)xZ(^—,)是通过一低通滤波器504以减少该估计噪声。之后该滤波复
数乘积的相位"(^")是于计算相位单元505中估计。之后该理想时序位置可直接自 这相位值估计。
其应注意将有可能自该未滤波复数乘积^ (^)x^(^a—,)估计该相位
々(y。)且之后以该相位值通过一低通滤波器(即，交换低通滤波器504及计算相位 单元505的顺序)。然而，如此做将于该滤波相位值的产出中导入一延迟，其等于 该低通滤波器的群体延迟。即便该滤波器之前己完全初始化，这并非当该滤波器应
用于该复数乘积X (/。)xX(^—,)时，该虚部及实部间的比率有效的情形。
自该复数乘积义")XZ"—,)的滤波变化的相位^(厶)可利用一些不 同技术完成。举例来说，其可自该复数乘积的实部及虚部间的比率的反正切估计该
相位A(/")。然而，其应注意所提出的时序估计方法的应用并不限于实现在任何 特定的计算相位单元505。然而，因为计算相位单元505所产生的时序估计具有限定于一取样的范围，
这些数值可能在连续估计间被包裹起来。因此，在该相位/时序估计进一步处理之
前应先解开包裹它们。该步骤是通过单元506完成且提供一未包裹时序估计"y。)。
之后通过区块508所产生的未包裹相位错误是利用区块508以计算时序错误。用于 计算符合时序错误的各个未包裹相位错误^(/")是根据该方程式 r0 — r
T0 2;r
之后这些时序错误r^。^是提供至累加单元507,其中它们是累加的。
该累加单元507产生一时序控制信号，其可用于控制该时序修正滤波器400。
该时序控制信号是通过单元508计算的时序错误累加的现值以及是通过时序修正
滤波器400需要应用于该取样位置的改变的现值。
于累加单元507中该未包裹相位值的累加将提供一些低通滤波，用于提升该 时序控制信号的正确性。举例来说，可利用一第一阶循环实现该累加，可最佳化该 频宽以对一给定噪声环境获得最精确的结果。通过依据照其相对精确度对输入时序 估计值不同的权重，其可增加该累加单元507的噪声抑制能力。图9表示达到如此
的一种方法。该复数乘积I (,。)XX(^—乂)的能量尸(^)是首先于调变区块
103中计算且之后传输至该低通滤波器504。之后该能量值可于该时序估计r(^)的 累加中作为一权重。不同的权重组合技术可于累加单元507中实现以使该时序估计
"/")上的可靠讯
息有用。
举例来说，其可如下列所示完成该累加<formula>formula see original document page 12</formula>
其中义是控制该累加的循环频宽的参数。T(")表示于该新估计T^")处理之
前的时序控制信号且""+o表示于"y。)已被累加后的时序控制信号。
在累加单元507的一第二具体实施例中，该累加可如下列所示完成 <formula>formula see original document page 12</formula>
其中P为一门槛，举例来说，其可设为该通讯系统的噪声条件。 现在将描述所提出的时序估计单元的特定具体实施例。首先这特定具体实施
例令人注意的是因为可减少实行复杂度。这特例亦在效能方面具有特定的特性。 对于这特定具体实施例，其假定输入于该时序错误估计单元401的取样率是
等于两倍细片率且该降取样单元402输出的取样率,是等于细片率^。对于目标
为建设性地变化的频率z。是等于,/2 。在此例中，获得该时序位置"^)致使
Im[r(/c/2)"(—y;/2)x e,(,。),' }= 0
自上述方程式其应尤其注意的视于该特定情形中，当变化对A-,^建设性 的发生时，其亦对/。=_力/2具建设性。因此，建设性地变化将会发生于限定在每
细片一取样的频谱的两边缘。
在这特定具体实施例中，这些频率响应Z(,c/2)及^(,c/2)的产出可以一非 常低复杂度的方式产生。该频率响应值可利用下列方程式产生
7(/;/2) = ^>(如々
i(-/c/2)=i>(")xe《"
对于 此领域任何熟悉此技术者很明显地上述方程式可易于时形而不需产生一 相位也不需执行任何乘法。对于所提出发明的特定具体实施例该频率响应估计的实 行复杂度是非常低。
在频率范围中，根据于该信道路口上取样丄+ i的数目，结合了通过上述方 程式产生的频率响应空间的宽度。累加的次数越低，由频率估计流程所包覆的范围
越宽。在存在频率选择衰减的情形中。对于+义/2及—,/2的频率成分严重地减
弱是可能的。在这样地情形中，为了于频率估计中得到更多能量，降低累加次数是 有益的。因此，所提出的时间估计机制的效能可通过使该累加长度适于该衰减条件
而提升。举例来说，其可设定该累加长度致使用于该频率响应+ ,/2及—,/2的 最小能量是高于一给定门槛。
本发明在上文中已以较佳实施例揭露，然而熟习本项技术者应理解的是，该 实施例仅用于描绘本发明，而不应解读为限制本发明的范围。应注意的是，举凡与 该实施例等效的变化与置换，均应设为涵盖于本发明的范畴内。因此，本发明的保 护范围当以下文的本申请权利要求范围所界定的为准。
权利要求
1. 一种分析取样信号的方法，用于调整一取样信号，以提供抽样流程产生一信号抽样版本，该方法包含在抽样程序前进行信号取样时决定一调整值给该取样信号；其中该调整值用以调整抽样流程在频率域中至少一给定位置所产生的抽样后信号的频率响应与主要变化值结合的信号。
2. 根据权利要求1所述的方法，其特征在于决定该调整值步骤包含 在其中的一频率响应产生之后计算这些频率响应的一乘积；以及计算该乘积的一相位，并根据该相位产生该调整值。
3. 根据权利要求2所述的方法，其特征在于还包含在计算该乘积的相位前过滤 该乘积。
4. 根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于还包含于产生该调整值之前展 开该相位值。
5. 根据权利要求3至5之任一项所述的方法，其特征在于该调整值是已过滤或 已累加。
6. 根据权利要求1至5之任一项所述的方法，其特征在于该取样信号是一 HSDPA数据信号，其是通过该抽样流程对其符码率抽样。
7. 根据权利要求6所述的方法，其特征在于给定频率大体上是该通讯信号的符 码率的一半。
8. 如申请专利范围前述各所述的方法，其特征在于用于抽样信号及其主要变化 的频率响应值是通过DFT计算且于该DFT流程中该累加长度是可调整的。
全文摘要
一种分析取样信号的方法，其是用于抽样，其中该抽样流程产生该信号的抽样变化，且其中该方法包含如有任何需要，于抽样前对该信号的取样瞬间决定一调整值，其将于一给定频率处建设性地结合，以造成该抽样信号及一主要变化的频率响应。
文档编号H04L7/00GK101461170SQ200780017551
公开日2009年6月17日 申请日期2007年5月10日 优先权日2006年5月15日
发明者赛瑞尔·凡拉登, 马丁·利契 申请人:开曼晨星半导体公司;晨星法国有限公司;晨星软件研发(深圳)有限公司;晨星半导体股份有限公司