信号质量估计器的制作方法

专利名称：信号质量估计器的制作方法
技术领域：
本公开主要涉及通信领域，并且更具体地涉及用于在通信系统中估计 信号质量的技术。
背景技术：
在通信系统中，发射机通常处理(例如编码和符号映射)业务数据以 生成数据符号，该数据符号是数据的调制符号。发射机然后处理数据符号 以生成调制信号并且经由通信信道发送该信号。通信信道根据信道响应使 发送的信号失真并且还因噪声和干扰而使信号降级。接收机接收所发送的 信号并且处理所接收的信号以获得被检测符号，该被检测符号是所发送的 数据符号的估计。接收机然后处理(例如解调和解码)已检测符号以获得 解码数据。
接收机通常估计接收信号的质量。可以通过信噪比(SNR)、信号与噪 声和干扰比(SINR)、每符号能量与噪声比(Es/No)等来量化信号质量。 信号质量估计可以用于各种目的。例如，信号质量估计可以在解码过程中， 例如用来向更髙质量的被检测符号给予更大加权而向更低质量的被检测符 号给予更小加权。信号质量估计也可以用来选择适合的数据传输速率。系 统可以支持一组速率，并且各个所支持的速率可以要求用于可靠接收的某 个最低信号质量。可以基于信号质量估计来选择能够可靠接收的最高速率。 因此准确的信号质量估计可以提高解码性能、增强吞吐量、减少延时并且提供其它益处。
因此在本领域中需要用于在通信系统中准确地估计信号质量的技术。

发明内容
这里描述了用于在通信系统中估计信号质量的技术。在实施例中，基
于被检测符号的縮放误差来确定信号质量估计(例如SNR估计)。基于能 够针对低SNR和高SNR均提供高分辨率的函数来确定縮放误差。
在实施例中，基于第一函数来确定被检测符号的縮放误差，其中第一 函数对于在信号星座中在被检测符号与调制符号之间的小误差比对于大误 差具有更高分辨率。第一函数可以是平方根函数、对数函数或者能够扩展 小误差的动态范围的一些其它函数。基于该縮放误差来确定被检测符号的 信号质量。
在实施例中，针对被检测符号的同相(I)分量和正交(Q)分量获得 縮放误差，并且组合这些縮放分量以获得组合縮放误差。对组合縮放误差 进行平均以获得平均縮放误差。基于平均縮放误差并且根据第二函数来确 定信号质量估计，其中第二函数具有非线性用于补偿第一函数。信号质量
估计可以用来导出被检测符号的对数似然比(LLR)和/或用来选择数据传 输速率。
下文更具体地描述了本公开的各种方面和实施例。


根据下面结合附图给出的具体描述，本公开的方面和实施例将变得更 加清楚，在附图中相同的参考标记全文标识一致。 图1示出了发射机和接收机的方框图。 图2示出了在QPSK信号星座图中的被检测符号。 图3示出了针对平方函数和平方根函数的縮放误差； 图4A到3E示出了五种调制方案的信号星座图。 图5A到5F示出了用于五种调制方案的縮放误差函数。 图6示出了五种调制方案的SNR函数。 图7示出了在接收机处的SNR估计器的方框图。图8示出了用于导出和使用信号质量估计的过程。 图9示出了用于导出和使用信号质量估计的装置。
具体实施例方式
词语"示例性"在这里用来意指"作为例子、实例或示例"。这里描 述为"示例性"的任何实施例或设计不必理解为比其它实施例或设计更优 或有利。
这里描述的信号质量估计技术可以用于各种通信系统，比如码分多址 (CDMA)、频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、空分多址(SDMA)、 正交FDMA (OFDMA)和单载波FDMA (SC-FDMA)系统。OFDMA系 统利用正交频分复用(OFDM)。 SC-FDMA系统利用单载波频分复用 (SC-FDM)。 OFDM和SC-FDM将系统带宽分割成多个(K个)正交子载 波，其也称为音调、频段等。各个子载波可以调制有数据。 一般而言，在 频域中利用OFDM而在时域中利用SC-FDM来发送调制符号。
这些技术也可以用于单输入单输出(SISO)、单输入多输出(SIMO)、 多输入单输出(MISO)和多输入多输出(MIMO)传输。单输入是指一个 发射天线用于数据发送，而多输入是指多个发射天线用于数据发送。单输 出是指一个接收天线用于数据接收，而多输出是指多个接收天线用于数据 接收。这些技术也可以用于各种调制方案，比如二进制相移键控(BPSK)、 正交相移键控(QPSK)、 M进制相移键控(M-PSK)、正交幅度调制(QAM)、 高斯最小频移键控(GMSK)、连续相比特调制(CPM)等。
图1示出了通信系统100中发射机110和接收机150的实施例的方框 图。对于下行链路(或前向链路)，发射机110可以是基站、接入点、节点 B和/或一些其它网络实体的一部分。接收机150可以是终端、移动站、用 户设备、用户单元和/或一些其它设备的一部分。对于上行链路(或反向链 路)，发射机110可以是终端、移动站、用户设备等的一部分，而接收机150 可以是基站、接入点、节点B等的一部分。
发射机110配备有多个(T个)发射天线，而接收机150配备有多个(R 个)接收天线。各个发射天线和各个接收天线可以是物理天线或天线阵列。 对于MIMO传输，发射机110可以同时将S个数据流从T个发射天线发送到R个接收天线，其中BS^minrr, R}。数据流也可以称为数据符号流、空 间流、输出流或一些其它术语。为了简明起见，下面的大部分描述是针对 一个实施例，在该实施例中各个数据流在一个空间信道上发送并且数据流 和空间流可互换使用。在一个实施例中，S个数据流以相同速率发送。在另 一实施例中，各个数据流可以用为该数据流选择的速率来发送。在这两个 实施例中，速率可以表示数据速率或信息比特速率、编码方案或编码速率、 调制方案、分组大小和/或其它参数。速率也可以称为分组格式、传输格式 或一些其它术语。
在发射机110处，编码器112接收各个数据流的业务数据、根据所选 编码方案对该业务数据进行编码并且生成码比特。编码方案可以包括巻积 码、Turbo码、低密度奇偶校验(LDPC)码、循环冗余校验(CRC)码、 块码等或其组合。编码器112也对码比特执行交织。PSK/QAM调制器114 根据所选调制方案来映射各个数据流的码比特并且提供数据符号，其中这 些数据符号是数据的调制符号。调制器114将每B个码比特分为一组以形 成B比特的二进制值，其中Bd，并且调制器114还基于可以是BPSK、 QPSK、 M-PSK或M-QAM的所选调制方案将各个B比特值映射到具体调 制符号，其中M-2B。各个调制符号是在所选调制方案的信号星座图中的复 数值。用于各个数据流的编码方案和调制方案可以由该数据流的速率来确 定。
TX空间处理器116将数据符号与导频符号进行多路复用，其中导频符 号是导频的调制符号。TX空间处理器116对数据符号和/或导频符号执行空 间处理并且将T个输出符号流提供到T个OFDM调制器/发射机(OFDM Mod/TMTR) 118a到118t。 TX空间处理器116可以将各个数据流的数据符 号映射到一个发射天线或所有T个发射天线。各个OFDM调制器118对其 输出符号流执行OFDM调制并且生成OFDM符号。发射机118处理(例如 转换成模拟、滤波、放大和上变频)OFDM符号并且生成调制符号。分别 从天线120a到120t发送来自发射机118a到118t的T个调制信号。
在接收机150处，R个天线152a到152r从发射机110接收T个调制信 号，并且各个天线152将所接收的信号提供到各自的接收机/OFDM解调器 (RCVR/OFDMDemod) 154。各个接收机154处理(例如滤波、放大、下变频、数字化)其所接收的信号并且提供采样。各个OFDM解调器154对 采样执行OFDM解调并且将所接收的符号提供到接收(RX)空间处理器 156。 RX空间处理器156基于所接收的导频符号和/或所接收的数据符号来 估计MIMO信道响应。RX空间处理器156还利用信道估计对所接收的数 据符号执行MIMO检测并且提供被检测符号。RX空间处理器156可以实 现最小均方误差(MMSE)、迫零(ZF)、连续干扰消除(SIC)或一些其它 MIMO检测技术。单元158基于来自RX空间处理器156的被检测符号和 来自SNR估计器162的SNR估计来计算码比特的LLR。 LLR表示码比特 的可靠性。解码器160对LLR进行解交织和解码并且提供己解码数据。
SNR估计器162如下所述基于被检测符号来估计各个数据流的信号质 量。为求简洁，SNR在以下大部分描述中用来表示信号质量。速率选择器 164基于SNR估计为S个数据流选择一个或多个速率。虽然在图1中没有 示出，但是接收机150可以将所选一个或多个速率和/或其它反馈信息发送 到发射机110。发射机IIO可以基于反馈信息来控制向接收机150的数据发 送。
控制器/处理器130和170分别控制在发射机110处和接收机150处的 操作。存储器132和172分别存储用于发射机110和接收机150的数据和 程序代码。
一般而言，接收机150可以基于导频符号、数据符号或者导频符号和 数据符号来导出SNR估计。在一个实施例中，接收机150基于对被检测符 号的硬判决来导出SNR估计。例如根据在由发射机110发送的各个帧的报 头中包括的信令来得知用于各个数据流的调制方案。对于MIMO OFDM传 输，可以对用于传输的各个空间信道的各个子载波导出SNR估计。
图2示出了 QPSK的示例性信号星座图。该信号星座图包括与械，M2， 械和M这四个可能QPSK调制符号对应的四个信号点。各个调制符号是 具有同相(I)分量和正交(Q)分量的复数值。在这里的描述中，术语"同 相"、"I"和"实数"同义，而术语"正交"、"Q"和"虚数"也同义。调 制符号M,具有复数值-l-/并且由码比特对(0, O)来选择，调制符号錄具有 复数值-1 + /并且由码比特对(0, l)来选择，调制符号^W3具有复数值+ 1-7并 且由码比特对(l, O)来选择，而调制符号M4具有复数值+ l + y并且由码比特对(i，i)来选择，其中y-V^T。针对码比特对(fl,6)发送四个调制符号其中之 一，其中所发送的调制符号取决于码比特"和6的值。
图2也示出了在接收机150处的一个被检测符号D(O。由于噪声和其它
有害效应，被检测符号D(/)可能具有任何复数值并且可能未直接落在四个可
能QPSK调制符号其中之一上。可以对被检测符号D(/)进行硬判决，并且可
以提供最近的调制符号M4作为最有可能己经被发送的调制符号。因此可以
假设调制符号M4已经发送并且由噪声推送到被检测符号Z)(/)的位置。在被 检测符号D(/)与最近调制符号M4之间的距离表示被检测符号D(/)的质量和 可靠性。 一般而言，被检测符号的质量随着与最近调制符号的距离越近而 越高而随着距离越大而越低。
可以通过信号功率与噪声功率之比来导出SNR估计。信号功率等于从 信号星座图中心到信号星座中的调制符号的距离的平方。对于图2中所示 信号星座而言，信号功率是常数值并且等于2。可以通过对在被检测符号与 最近调制符号之间的平方距离进行平均来估计噪声功率。通常利用固定数 目的比特，例如L个比特，来执行SNR计算。利用平方函数，从0到2叭1 的总范围中的大部分将用来代表与低SNR对应的较大距离，而总范围中的 仅一小部分将用来代表与高SNR对应的较小距离。这造成SNR估计的动态 范围较差。具体而言，由于SNR与平方距离成反比并且由于总范围中的大 部分用于大距离，所以分辨率对于低SNR而言更佳而对于高SNR而言更差。
在一个实施例中，使用能够针对低SNR和高SNR均提供良好分辨率的 映射函数来代表被检测符号与最近调制符号之间的误差。在一个实施例中， 映射函数是平方根函数。在其它实施例中，映射函数可以是对数函数、线 性函数、双曲正切函数或一些其它函数。 一般而言，对于小误差比对于大 误差具有相等或更高分辨率的任何函数都可以用作映射函数。为求简洁， 以下大部分描述是针对映射函数为平方根函数的实施例。
图3示出了针对平方函数和平方根函数的縮放误差与I或Q误差的关 系曲线绘图。平方根函数对小误差提供更高分辨率并压縮大误差。这些特 征对小误差有效地扩展了动态范围而对高SNR提供了更佳的分辨率。对照 而言，平方函数对大误差利用总范围中的大部分而对小误差利用小范围， 这造成对于高SNR的更小动态范围和较差分辨率。被检测符号可以表示为"(^A(0 + Pe(/)，其中A(/)是I值，D"/)是Q 值，而/是用于SNR估计的被检测符号的索引。最近调制符号可以表示为 M(/)-M,(/) + yM"/)。在图2中所示实例中，最近调制符号是M4或M(/)-M^ 。 在被检测符号与最近调制符号之间的误差可以以线性单位表达为
￡,(/) = abs M,(/)}，以及 方程(1)
￡e(/) = abs {""/)-Me(/)}，
其中^W是I误差，即I分量中的误差，以及 ￡e(0是Q误差，即Q分量中的误差。 在一个实施例中，被检测符号的縮放误差可以表达为
X力')-G.V^，以及 方程(2)
其中X, (/)是I分量中的縮放误差，
A(/)是Q分量中的缩放误差，以及
G是缩放因子。
误差范围可以对于具有较少信号点的信号星座图(例如BPSK或 QPSK)而言更大而对于具有较多信号点的信号星座图(例如64-QAM或 256-QAM)而言更小。不同縮放因子可以用于不同调制方案并且可以选择 使得平均縮放误差对于所有调制方案均落在近似相同的范围中。
图4A示出了 BPSK的信号星座图。该信号星座图在实轴或I轴上在 Pb+/0和-&+/0处具有两个信号点，其中Pb是适当选择的值。可选地，可 以在虚轴或Q轴上定义这两个信号点。
图4B示出了 QPSK的信号星座图。该信号星座图在实轴上在iPq处以
及在虚轴上在土Pq处具有四个信号点，其中Pq是适当选择的值。
图4C示出了 16-QAM的信号星座图。该信号星座图在实轴和虚轴上均
在士P^和土Pa2处具有16个信号点，其中P^和Pa2是适当选择的值。
图4D示出了 64-QAM的信号星座图。该信号星座图在实轴和虛轴上均 在土Pb,、 ±Pb2、 土Pw和土Pb4 (在图4D中未标注)处具有64个信号点，其中Pw到Pb4是适当选择的值。
图4E示出了 256-QAM的信号星座图。该信号星座图在实轴和虚轴上 均在土Pd、 ±Pc2、 ±Pc3、 ±Pc4、 ±Pc5、 ±Pc6、 hPc7和土Pc8 (在图4E中未标注) 处具有258个信号点，其中Pel到P^是适当选择的值。
如图4A所示，BPSK的信号星座图就实轴和虚轴而言不对称。实轴具 有标称值士Pb，而虚轴具有标称值零。因此，I分量的误差分布不同于Q分 量的误差分布。
如图4B到4E所示，QPSK和M-QAM的信号星座图就实轴和虚轴而 言对称。因此，这些信号星座图的90。移位版本看起来与原信号星座图相同。 因此，I分量的误差分布与Q分量的误差分布相同。
接收机150将各个所接收的信号进行数字化并且对采样执行各种处理 以获得被检测符号。可以由I分量的L个比特值(或I值)和Q分量的另 外L个比特值(或Q值)代表各个被检测符号，其中L可以是任何比特数 目。接收机150通常也执行自动增益控制(AGC)，使得被检测符号的平均 功率处于预定设置点。 一般而言，在接收机150处I值和Q值的分布取决 于比特数目L和AGC设置点。在下述实施例中，L=9，被检测符号的I值 和Q值的范围从0到511，并且256代表零信号值。
图5A示出了针对BPSK的縮放误差与I值的关系曲线绘图510。当I 值是+Pb或-Pb时缩放误差为零并且縮放误差随着I值从+Pb或-Pb移开而增 加。
图5B示出了针对BPSK的縮放误差与Q值的关系曲线绘图520。当Q 值处于中间刻度即标称值时縮放误差为零并且縮放误差随着Q值从中间刻 度移开而增加。
图5C示出了针对QPSK的縮放误差与I值或Q值的关系曲线绘图530。 当I值或Q值是+Pq或-Pq时缩放误差为零并且缩放误差随着I值或Q值从 + ￡)或^￡1移开而增加。
图5D示出了针对16-QAM的缩放误差与I值或Q值的关系曲线绘图 540。当I值或Q值是土Pa,或土Pa2时縮放误差为零并且縮放误差随着I值或 Q值从这些点移开而增加。
图5E示出了针对64-QAM的縮放误差与I值或Q值的关系曲线绘图540。当I值或Q值是土Pb,、 ±Pb2、 土Pb3或土Pb4时縮放误差为零并且縮放误差 随着I值或Q值从这些点移开而增加。
图5F示出了针对256-QAM的縮放误差与I值或Q值的关系曲线绘图 540。当I值或Q值是士Pd、 ±Pc2、 ±Pc3、 ±Pc4、 ±Pe5、 ±Pe6、 士Pc7和土Pe8时縮 放误差为零并且縮放误差随着I值或Q值从这些点移开而增加。
图5A到5F示出了用于不同调制方案的示例性縮放误差函数。对于各 个縮放误差函数，可以如下针对各个可能的I值或Q值(或各个信号电平) 计算縮放误差。针对各个I值或Q值确定最近调制符号的标称值，这等效 于做出硬判决。如方程组(1)中所示，确定该标称值与I值或Q值之差。 如方程组(2)中所示，随后确定该差值的平方根并且乘以縮放因子以生成 该I值或Q值的縮放误差。可以针对各个可能I值或Q值重复相同的计算。
一般而言，可以使用硬件、固件和域软件来计算缩放误差。在一个实 施例中，使用査找表来存储不同的可能I值和Q值的縮放误差。因为用于I 的縮放误差函数与用于Q的縮放误差函数相同，所以可以对具有对称I分 量和Q分量的比如QPSK和M-QAM的各个调制方案使用一个査找表。因 为用于I和Q的縮放误差函数不同，所以可以对具有非对称I分量和Q分 量的比如BPSK的各个调制方案使用两个查找表。例如，可以使用六个查 找表来存储在图5A到5F中所示的六个縮放误差函数。各个査找表存储具 体调制方案的各个可能I值或Q值的縮放误差。
被检测符号"(/)的I分量和Q分量的缩放误差可以组合如下
X(0 = X,(/) + %。(/)， 方程(3)
其中是被检测符号D(/)的组合縮放误差。
可以将不同被检测符号的组合縮放误差如下进行平均
艺邻)， 方程(3)
其中义^(")是针对时间区间"的平均縮放误差， N是累计长度，
"^^N」是时间区间索引，以及L」表示提供下一个更小整数值的向下取整(floor)运算符。 可以选择累计长度N以提供良好性能。
平均縮放误差可以基于也称为SNR函数的SNR与縮放误差关系函数来 映射到SNR值。可以通过计算机仿真、经验测量和/或其它手段来确定SNR 函数。可以针对各个调制方案确定不同SNR函数。在一个实施例中，使用 査找表来存储对于不同平均縮放误差值的SNR值。各个查找表存储针对具 体调制方案的对于各个可能平均縮放误差值的SNR值。
图6示出了针对BPSK、 QPSK、 16-QAM、 64-QAM和256-QAM的五 个示例性SNR函数的曲线图。这些SNR函数是非线性的。该非线性对用来
生成縮放误差的平方根函数进行补偿，并且生成针对不同调制方案的精确 SNR估计。
对縮放误差使用平方根函数可以提供各种优点。平方根函数扩展小的I 误差和Q误差，这造成对于高SNR的更佳动态范围和更低量化误差。由于 更低量化误差，平方根函数也提供改进的SNR测量准确度。当I值或Q值
落在标称水平以上时平方根函数也调整縮^:误差。
一般而言，各种縮放误差函数可以用来生成对于被检测符号的I分量和 Q分量的缩放误差。缩放误差函数匹配于用于数据传输的调制方案的信号 星座图。各种SNR函数也可以用来基于平均縮放误差来生成SNR估计。 SNR函数匹配于缩放误差函数。可以通过计算机仿真、经验测量和/或其它 手段来确定SNR函数和縮放误差函数。
图7示出了图1中SNR估计器162的实施例的方框图。在SNR估计器 162内，縮放误差查找表710包括用于I分量的查找表712和用于Q分量的 查找表714。查找表712接收各个被检测符号的I值并且提供该I值的縮放 误差。查找表712可以实现图5A和5C到5F中所示的縮放误差函数。查 找表714接收各个被检测符号的Q值并且提供该Q值的縮放误差。査找表 714可以实现图5B到5F中所示的縮放误差函数。六个查找表可以实现图 5A到5F中所示的六个縮放误差函数并且可以以时间共享方式用于I值和Q 值。例如，如方程(3)所示，加法器716将各个被检测符号的I分量和Q 分量的縮放误差相加。单元718计算一组N个被检测符号的组合縮放误差
15的平均并且提供该组的平均縮放误差。SNR查找表720接收平均縮放误差 并且提供该组被检测符号的对应SNR值。
在一个实施例中，I值和Q值是9比特值，縮放误差是8比特值，并且 六个縮放误差査找表分别具有512x8的大小。在一个实施例中，平均縮放 误差是8比特值，SNR估计也是8比特值，并且五个SNR査找表分别具有 256x8的大小。其它比特宽度也可以用于I值和Q值、縮放误差、平均縮放 误差和SNR估计。
图7示出了SNR估计器162的实施例。 一般而言，可以利用硬件、固 件和/或软件来执行SNR估计。縮放误差函数和SNR函数可以用査找表来 实现或者可以使用硬件、固件和/或软件来计算。
对于SISO、 SIMO或MISO OFDM传输，仅一个空间信道可用于传输， 并且可以针对用于传输的各个子载波获得SNR估计。对于MIMO OFDM传 输，多个空间信道可以可用于传输，并且可以针对用于传输的各个空间信 道的各个子载波获得SNR估计。
参照图1， LLR计算单元158可以使用SNR估计来针对来自RX空间 处理器156的被检测符号计算LLR。单元158可以针对一组被检测符号来 联合计算LLR，所述检测符号可以对应于所有空间信道的一个子载波、一 个空间信道的所有子载波或者子载波和空间信道的一些其它组合。单元158 也可以单独地针对各个被检测符号计算LLR。
单元158可以根据最大对数映射(max-log-MAP)检测器来针对被检测 符号D(0的B个码比特6,(/)到~(/)计算LLR如下 <formula>formula see original document page 16</formula>
其中S(/)是由发射机110发送而在接收机150处未知的数据符号， 是假设对于数据符号S(/)而言已经发送的数据符号， W)是具有数据符号S(/)的所有B个码比特的矢量， 仏(/)是具有柳中除了码比特A(/)之外的所有码比特的矢量，
方程(5)L力)是具有对于仏W中所有码比特的先验LLR的矢量， 丄(6,(/))是码比特的LLR， o"2是噪声方差，以及 "F"表示转置。
对于被检测符号D(/)，针对各个码比特^(0来估计方程(5)，其中 / = 1,...，B。对于各个码比特A(Z)，考虑对于数据符号S(!')而言可能己经发送 的所有可能码比特组W0到&W的2B个假设比特矢量^)。各个假设比特矢 量的')具有相应的假设数据符号&(/)。对各个假设比特矢量fe(/)计算在max{ } 运算内的表达式以获得该矢量的结果。在第一个max( }运算中使用28-'个假 设比特矢量柳的结果，其中6力')=+1。在第二个max()运算中使用20-'个假 设比特矢量fe(/)的结果，其中 (/) = -1。 SNR估计用于方程(5)中的l/cr2。
在另一实施例中，使用一组LLR查找表计算LLR，其中针对不同SNR 确定各个LLR査找表。SNR估计可以量化为预定的比特数目(例如3比特)。 然后使用量化的SNR来选择其中一个LLR查找表用于针对被检测符号计算 LLR。单元158也可以使用SNR估计以其它方式计算LLR。 SNR估计也可 以用来生成除LLR之外的其它格式的软判决。
速率选择器164可以对各个数据流基于该数据流的SNR估计来选择适 当的速率。在一个实施例中，在一个空间信道的所有K个子载波上发送各 个数据流。各个数据流的速率可以如下确定。可以如下将来自SNR估计器 162的SNR估计转换成分贝(dB):
SNRmW = I0.ogl。(;^(")， 方程(6)
其中^("是按照线性单位的空间信道m的子载波A:的SNR估计，以及 SNRJ&)是以dB为单位的空间信道m的子载波A:的SNR估计。 各个空间信道的平均SNR可以计算如下
SNRavg,z^.l;SNR""， 方程(7)
其中SNRavg,m是空间信道w的平均SNR。
各个空间信道的有效SNR可以计算如下-SNR—二SNRa^-SNR—， 方程(8)其中SNR—是空间信道w的回退(backoff)因子，以及
SNReff m是空间信道m的有效SNR。
倒扣因子可以说明由于频率选择性、接收分集顺序、分组误差和/或其它因 素所致的在跨子载波的SNR估计中的可变性。
系统可以支持一组速率。各个所支持的速率可以与为无衰落AWGN {言 道实现1%分组错误率(PER)所需要的下列因素相关联特定频谱效率、 特定码速率、特定调制方案以及特定最小SNR 。对于各个速率，可以基于 特定系统设计(例如系统针对该速率而使用的码速率、交织方案、调制方 案等)并且针对AWGN信道通过计算机仿真、经验测量等来获得所需SNR。 各个空间信道的有效SNR可以与该组所支持速率的该组所需SNR进行比 较。可以选择使用具有最高频谱效率和小于或等于有效SNR的所需SNR 的所支持速率。
如果对所有空间信道使用单个速率，则速率选择器164可以对跨所有 空间信道的SNR估计进行平均。然后速率选择器164可以导出所有空间信 道的有效SNR并且基于该有效SNR来选择单个速率。速率选择器164也可 以用其它方式执行速率选择。
速率选择器164也可以基于该SNR估计来选择用于数据传输的空间信 道的数目。速率选择164可以评估各个可能空间信道数目的性能(例如吞 吐量)并且选择具有最佳性能(例如吞吐量最高)的空间信道数目。接收 机150可以将所选数目的空间信道及其速率发送到发射机110以便在下一 次向接收机的传输中使用。
图8示出了用于导出和使用信号质量估计的过程800的实施例。基于 第一函数来确定被检测符号的縮放误差(方框810)，其中第一函数对于在 被检测符号与调制符号之间的小误差比对于大误差具有更高分辨率。第一 函数可以是平方根函数、对数函数或可以扩展小误差动态范围的一些其它 函数。第一函数也可以取决于用于被检测符号的调制方案。然后基于縮放 误差来确定被检测符号的信号质量(方框820)。在方框810的实施例中， 例如使用縮放误差与分量值关系的査找表来确定被检测符号的I分量和Q 分量的缩放误差。在方框820的一个实施例中，对I分量和Q分量的縮放误差进行组合以获得组合縮放误差。然后对组合縮放误差进行平均以获得 平均縮放误差。基于平均縮放误差并且根据第二函数来确定信号质量估计， 其中第二函数具有非线性以补偿第一函数。
缩放误差与分量值关系的査找表可以用于系统支持的各个调制方案。 然后使用用于被检测符号的调制方案的査找表来确定縮放误差。信号质量 估计与平均縮放误差关系的査找表可以用于各个所支持的调制方案。然后 可以使用用于被检测符号的调制方案的查找表来确定被检测符号的信号质 量。也可以基于硬件、固件和/或软件来确定縮放误差和信号质量估计。
对于OFDM传输，可以针对多个子载波获得被检测符号，并且可以针 对各子载波基于在该子载波上获得的被检测符号的缩放误差来确定信号质 量估计。对于MIMOOFDM传输，可以针对多个空间信道的多个子载波获 得被检测符号，并且可以针对各空间信道的各子载波基于在该空间信道的 该子载波上获得的被检测符号的縮放误差来确定信号质量估计。
基于被检测符号的信号质量来确定被检测符号的LLR (方框830)。基
于被检测符号的信号质量来选择数据传输速率(方框840)。也可以基于被 检测符号的信号质量来确定用于数据传输的空间信道的数目。
图9示出了用于导出和使用信号质量估计的装置900的实施例。装置 900包括用于基于第一函数来确定被检测符号的縮放误差的模块(方框 910)，其中第一函数对于在被检测符号与调制符号之间的小误差比对于大 误差具有更高分辨率；用于基于縮放误差来确定被检测符号的信号质量的 模块(方框920);用于基于被检测符号的信号质量来导出被检测符号的LLR 的模块(方框930);以及用于基于被检测符号的信号质量来选择数据传输 速率的模块(方框940)。
可以通过各种手段来实现这里描述的信号质量估计技术。例如，可以 用硬件、固件、软件或其组合来实现这些技术。对于硬件实现，用来估计 信号质量的处理单元可以在一个或多个下列单元中实现专用集成电路 (ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程 逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制 器、微处理器、电子设备、设计用来执行这里所描述功能的其它电子单元 或其组合。对于固件和/或软件实现，可以利用执行这里所描述功能的模块(例如 程序、函数等)来实现该技术。固件和/或软件代码可以存储在存储器(例
如图1中的存储器172)中并且由处理器(例如处理器170)来执行。存储 器可以实现在处理器内部或处理器外部。
前文提供了对所公开实施例的描述，以使本领域技术人员能够实现或 制造本发明。对这些实施例的各种修改对本领域技术人员而言将是显而易 见的，并且在不偏离本公开的精神或范围的情况下这里限定的一般性原理 可以应用于其它实施例。因此，本公开并非旨在局限于这里所示出的实施 例而是应赋予与这里所公开的原理和新颖性特征相一致的最大范围。
权利要求
1、一种装置，包括至少一个处理器，配置用于基于第一函数来确定被检测符号的缩放误差，并且用于基于所述缩放误差来确定所述被检测符号的信号质量，其中所述第一函数对于在所述被检测符号与调制符号之间的小误差比对于大误差具有更高分辨率；以及存储器，耦合到所述至少一个处理器。
2、 根据权利要求l所述的装置，其中所述至少一个处理器配置用于确 定所述被检测符号的同相(I)分量和正交(Q)分量的縮放误差、将所述I 分量和Q分量的缩放误差进行组合以获得组合縮放误差、对所述组合縮放 误差进行平均以获得平均縮放误差以及基于所述平均縮放误差来确定信号 质量估计。
3、 根据权利要求l所述的装置，其中所述第一函数是在所述被检测符 号与最近调制符号之间的误差的平方根函数。
4、 根据权利要求l所述的装置，其中所述第一函数取决于用于所述被 检测符号的调制方案。
5、 根据权利要求1所述的装置，其中所述至少一个处理器配置用于基 于第二函数来确定所述被检测符号的信号质量，其中所述第二函数具有非 线性以补偿所述第一函数。
6、 根据权利要求l所述的装置，其中所述存储器配置用于存储所述被 检测符号的缩放误差与同相值或正交值的关系的查找表。
7、 根据权利要求1所述的装置，其中所述存储器配置用于存储针对多 个调制方案的所述被检测符号的縮放误差与同相值或正交值的关系的多个査找表，并且其中所述至少一个处理器配置用于使用用于所述被检测符号 的调制方案的査找表来确定所述縮放误差。
8、 根据权利要求1所述的装置，其中所述存储器配置用于存储信号质 量估计与平均縮放误差的关系的査找表。
9、 根据权利要求1所述的装置，其中所述存储器配置用于存储针对多 个调制方案的信号质量估计与平均縮放误差的关系的多个查找表，并且其 中所述至少一个处理器配置用于使用用于所述被检测符号的调制方案的查 找表来确定所述被检测符号的信号质量。
10、 根据权利要求1所述的装置，其中所述至少一个处理器配置用于 获得多个子载波的被检测符号，以及基于所述縮放误差来确定所述多个子 载波的信号质量估计。
11、 根据权利要求1所述的装置，其中所述至少一个处理器配置用于 获得多个空间信道的多个子载波的被检测符号，以及基于所述縮放误差来 确定所述多个空间信道的多个子载波的信号质量估计。
12、 根据权利要求1所述的装置，其中所述至少一个处理器配置用于 针对各个空间信道的各个子载波，基于在所述空间信道的所述子载波上获 得的被检测符号的縮放误差来确定信号质量估计。
13、 根据权利要求1所述的装置，其中所述至少一个处理器配置用于 基于所述被检测符号的信号质量来确定所述被检测符号的对数似然比。
14、 根据权利要求1所述的装置，其中所述至少一个处理器配置用于 基于所述被检测符号的信号质量来选择数据传输速率。
15、 根据权利要求1所述的装置，其中所述至少一个处理器配置用于基于所述被检测符号的信号质量来确定用于数据传输的空间信道的数目。
16、 一种方法，包括基于第一函数来确定被检测符号的縮放误差，其中所述第一函数对于 在所述被检测符号与调制符号之间的小误差比对于大误差具有更高分辨 率；以及基于所述縮放误差来确定所述被检测符号的信号质量。
17、 根据权利要求16所述的方法，其中所述确定所述被检测符号的信 号质量包括将所述被检测符号的同相(I)分量和正交(Q)分量的縮放误差进行 组合以获得组合縮放误差，对所述组合縮放误差进行平均以获得平均縮放误差，以及 基于所述平均縮放误差来确定信号质量估计。
18、 根据权利要求16所述的方法，其中所述第一函数是在所述被检测 符号与最近调制符号之间的误差的平方根函数。
19、 根据权利要求16所述的方法，其中所述确定所述被检测符号的信 号质量包括基于第二函数来确定所述被检测符号的信号质量，其中所述第二函数 具有非线性以补偿所述第一函数。
20、 一种装置，包括用于基于第一函数来确定被检测符号的縮放误差的模块，其中所述第 一函数对于在所述被检测符号与调制符号之间的小误差比对于大误差具有 更高分辨率；以及用于基于所述縮放误差来确定所述被检测符号的信号质量的模块。
21、 根据权利要求20所述的装置，其中所述用于确定所述被检测符号的信号质量的模块包括-用于将所述被检测符号的同相(I)分量和正交(Q)分量的縮放误差 进行组合以获得组合缩放误差的模块，用于将所述组合縮放误差进行平均以获得平均縮放误差的模块，以及 用于基于所述平均縮放误差来确定信号质量估计的模块。
22、 根据权利要求20所述的装置，其中所述第一函数是在所述被检测 符号与最近调制符号之间的误差的平方根函数。
23、 根据权利要求20所述的装置，其中所述用于确定所述被检测符号 的信号质量的模块包括-用于基于第二函数来确定所述被检测符号的信号质量的模块，其中所 述第二函数具有非线性以补偿所述第一函数。
24、 根据权利要求20所述的装置，还包括用于存储所述被检测符号的縮放误差与同相值或正交值的关系的表的 模块；以及用于存储信号质量估计与平均縮放误差的关系的表的模块。
25、 一种计算机可读介质，其上存储有指令，包括第一指令集，用于基于第一函数来确定被检测符号的縮放误差，其中 所述第一函数对于在所述被检测符号与调制符号之间的小误差比对于大误 差具有更高分辨率；以及第二指令集，用于基于所述縮放误差来确定所述被检测符号的信号质
全文摘要
描述了用于在通信系统中估计信号质量的技术。针对被检测符号的同相(I)分量和正交(Q)分量获得缩放误差。基于第一函数来确定缩放误差，其中第一函数对于在被检测符号与调制符号之间的小误差比对于大误差具有更高分辨率。第一函数可以是平方根函数或能够对低SNR和高SNR均提供高分辨率的一些其它函数。将I分量和Q分量的缩放误差进行组合以获得组合缩放误差，将该组合缩放误差进行平均以获得平均缩放误差。然后基于平均缩放误差并且根据第二函数来确定信号质量估计，其中第二函数具有非线性以补偿第一函数。
文档编号H04L1/20GK101449505SQ200780018632
公开日2009年6月3日 申请日期2007年5月22日 优先权日2006年5月22日
发明者M·S·华莱士, M·梅农 申请人:高通股份有限公司