专利名称：基于实信号的数字化自动频率检测方法
基于实信号的数字化自动频率检测方法
技术领域：
本发明涉及通信传输领域中的频率同步系统，尤其涉及一种基于实信号 的数字化自动频率检测方法。
背景技术：
在通信传输系统中，接收端的频率源信号频率通常需要与发射端的频率 源信号频率保持一致。为了做到这一点，可以采用的一种方法是在收发两端 采用高精度的晶体振荡器。但是高精度的晶体振荡器通常比较昂贵，而且长 时间使用之后会发生频率漂移，需要定期进行人工频率校正。
可以采用的另一种方法是由发射端向接收端发送一个频率参考信号(又 称为校频信号或导频信号),接收端根据接收的频率参考信号对本地频率源信 号的频率进行自动校正，使得本地频率源信号的频率在精度允许的范围内跟 踪于频率参考信号的频率，从而达到收发双方频率同步的目的。这种方法称 为自动频率跟踪或自动频率校正。
有时频率参考信号并不是一直存在的，而是间歇发送的。此时在实施自
动频率校正之前必须先检测接收信号中是否存在频率参考信号，只有在频率
参考信号存在的前提下才可以实施自动频率校正，而这种在接收信号中检测 频率参考信号是否存在的方法称为自动频率检测。
自动频率检测的一个典型例子是GSM移动通信系统中基站与移动台或 直放站之间的频率校正。基站在下行广播信道中，每隔约46ms或51ms发送 一个持续时间约为577s的校频突发包(FCB)，即频率参考信号，移动台或 直放站在接收信号中检测这些FCB，并根据这些FCB校正自己的频率源频 率。
自动频率检测方法分为模拟式和数字式两种。模拟式自动频率检测方法 通过对模拟信号的处理来获得用于频率检测的门限和度量，而数字式自动频 率检测方法则先将模拟信号数字化，然后再通过对数字信号进行处理来获得用于频率检测的门限和度量。
通常的数字式自动频率检测方法是根据接收信号的复数形式(即I、 Q
两^^相互正交的实信号)来实施的，例如美国专利公告US 6226336B1和 US2005/0129149A1。这种基于复频率参考信号的数字式自动频率检测方法所 处理的采样数据是复数，其实部和虚部分别是在同一时刻对I、 Q两路相互 正交的实信号采样得到的实数样值。
然而基于复信号的数字式自动频率检测方法具有较高的复杂度。获得复 数形式的I、 Q两路信号需要通过对实数形式的一路信号进行正交变频来实 现，这比获得实数形式的一路信号要复杂得多；另外，在得到I、 Q两路信 号的过程中又可能会引入一些失衡，包括幅度失衡(I、 Q两路幅度不同)、 相位失衡(I、 Q两路相位不正交)等，这些失衡会影响自动频率检测方法的 性能。为了解决这一问题需要对失衡进行补偿，但这样做又会使系统实现的 复杂度增加。
发明内容
本发明的目的就是为克服上述基于复信号的数字式自动频率检测方法复 杂度较高的缺点，提供一种基于实信号的数字化自动频率检测方法。 为此，本发明采取如下技术方案实现
本发明之基于实信号的数字化自动频率检测方法，由接收端对发射端传 输来的一路模拟实信号进行数字化检测，以确认是否存在频率参考信号，其 中包括
将所述一路中频或基带模拟实信号进行采样、模数转换为数字信号的步
骤；
以该实信号的采样数据计算判决门限基准的步骤；
以该实信号的采样数据计算用于检测频率参考信号的检测度量的步骤；
将所述检测度量与由所述判决门限基准乘以预设系数后所形成的判决门
限进行比较的步骤，若超过该判决门限，则产生标志所述频率参考信号存在
的标志信号。
所述采样、模数转换的步骤中，采样时钟由本地频率源信号经分频/倍频 得到，根据实际应用中不同的收发频差允许范围，采样频率与本地频率源信号频率之比取不同的预设值，采样频率随着本地频率源的调整而变化。
所述判决门限基准的计算步骤中，判决门限基准是由两个相邻采样时刻的实采样数据的平方和经平滑后得到的。
所述判决门限基准的计算步骤中，更具体地，所述两个相邻采样时刻的实采样数据，先各经乘法器自乘，结果经加法器相加，再进行平滑处理，获得所述判决门限基准。
所述检测度量的计算步骤中，检测度量由两组采样数据的乘积之差的2倍经平滑后获得，其中每组均包含两个实采样数据， 一组中两个实采样数据的采样时刻之和与另一组中两个实采样数据的采样时刻之和相等，每组中两个采样数据的采样时刻之差为采样时间的偶数倍。
所述检测度量的计算步骤中，更具体地，每组的两个实采样数据用乘法器相乘之后，两组实采样数据的乘积均输出至减法器计算两者之差，然后对其进行平滑处理，获得所述检测度量。
所述检测度量与判决门限进行比较的步骤中，所述判决门限基准经以预设的倍数放大后得到判决门限，与所述检测度量一起通过门限比较器进行比较，若检测度量超过所述判决门限则产生标志所述频率参考信号存在的标志信号。
与现有技术相比较，本发明的优点在于
首先，只需对实数形式的接收信号(即一路实信号)的实采样数据直接进行处理，就可以自动检测频率参考信号是否存在，与对复数形式的接收信号进行采样和处理要简单得多；
其次，由于无需得到复数形式的I、 Q两路相互正交的信号，也不存在失衡补偿问题，因此本发明在确保频率检测性能的前提下大大减小了系统实现的复杂度；
再者，本发明便于采用DSP芯片、FPGA芯片或ASIC芯片等来实现。
图1是以本发明之基于实信号的数字化自动频率检测方法为基础的系统的原理框图2是本发明实施例中参数^["]、 C["]、 S[w]的算法结构示意6图3是本发明实施例中参数^\["]、 cM["]、 Sw["]的算法结构示意图4是本发明实施例中计算本地频率源调整信号的算法结构示意图；图5是本发明实施例中，频率参考信号存在且无噪声时，检测度量CM["]和频率误差函数S4"]与采样时间W々关系曲线。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明的具体实施例和原理作详细的说明如图l所示，本发明之基于实信号的数字化自动频率检测方法与本申请人同时在另一申请中予以保护并在本申请中公开之基于实频率参考信号的数字化自动频率校正方法一起在其中实现，其中包括A/D变换器(也即模数变换器)102、自动频率检测和校正算法模块104、 D/A变换器(也即数模变换器)106、低通滤波器108、压控振荡器110和分频/倍频器112。
在图l中，接收的模拟实信号KO来自于发射端的中频或基带输出。KO经过A/D变换器102的采样和模数变换，得到离散的数字实信号送入自动频率检测和校正算法模块104。
A/D变换器102的采样时钟由压控振荡器110和分频/倍频器112构成的
本地频率源提供。设所接收的实信号的频率参考信号的频率为/,本地频率
源信号的频率为/+ A/，则本地频率源信号与所述频率参考信号之间的频率
误差为A/，而采样时间r与本地频率源信号频率/+ A/的关系为
_ 4A: + 1r = 4(/ + A/)，
或
一 4A + 3T = 4(/ + A/)。
其中A为设计参数，且&￡{0, 1,2,...},可根据实际应用场合的需要来选取。由于本地频率源存在频率误差A/，因此按照上述关系选取的采样时间r是不确定的，在本发明中，其允许变化的范围为
&2A: + 12/ /与之相对应的频率误差的允许变化范围为
或
也就是说， 一旦按照上述关系选定了采样时间r,若频率误差A/处于上述允许变化范围之内，则用本发明可以实现自动频率检测和校正；否则频率误差A/将超出本发明的校正范围而无法实现自动频率检测和校正。
自动频率检测和校正算法模块104内部的算法结构如图2、图3、图4所示。该算法首先在图2中按照如下公式
= 一 ["] [" - 1],
C["] = 2(,]小-4]-小-1]小-3])，= 20["〗r[" - 3〗—- 1〗r[" - 2]);C["]、 S["]的计算；然后在图3中按照如下公式
分别完成对^IX]
1
丄一i
丄》 =0
1
1 w-l
对^2["]、 C["]、 S["]分别进行平滑，得到爿、["]、Cm[w]、 5V[w]。其中Z、 M、W为设计参数，且Z、 M、 We {1,2,3,...},可根据应用场合的需要来选取。^i["]的物理含义为接收实信号功率(或其2倍)的估计值，此处用作检测所接收的实信号中频率参考信号是否存在的判决门限基准；C4w]的物理含义为在一定的频率误差范围内检测所接收的实信号中频率参考信号是否存在的检测度量；S4"]的物理含义为本地频率源信号与频率参考信号的频率误差函数。图2和图3中仅包括4种基本的算法单元，它们是延时器202、乘法器204、加法器206和放大器208。
在图4中，爿M"]作为检测频率参考信号是否存在的判决门限基准，经过放大器208之后得到判决门限o4、["]，其中a为设计参数，且ae(O， 1)，可根据实际应用场合的需要来选取。
Q/["]作为检测频率参考信号是否存在的检测度量在门限比较器402中与判决门限CL4、[w]进行比较，若
Q/[w] > aJ2z[w]，
则判定频率参考信号存在，通过产生一个预定的信号，触发打开选通器404，允许5W["]通过；否则判定频率参考信号不存在，产生另一个信号关闭选通器404,禁止Sw[w]通过。
需要指出的是，上述对W 、 C["]、爿2￡["]、 Cm["]的计算，以及利用」2丄["〗、
CA/["]对频率参考信号是否存在所进行的检测在已知频率参考信号一直存在
的场合下是不需要的。
Sw[w]作为频率误差函数，若频率参考信号存在，则通过选通器404加到变换器406上进行变换，得到本地频率源的调整增量。该调整增量经过累加器(由延时器202和加法器206构成)之后得到本地频率源的数字调整信号，送往图1中的D/A变换器106。
若所选取的采样时间为
_ 4A: + 1
则当
Sjv["] > 0
时，表示采样时间r偏大，即本地频率源信号的频率小于频率参考信号的频率，此时可调整本地频率源信号使其频率增大。当
Sjv["] < 0
时，表示采样时间rf扁小，即本地频率源信号的频率大于频率参考信号的频率，此时可调整本地频率源信号使其频率减小。若所选取的采样时间为
9枯+ 3
r = ■
sign{x}=
4(/ + A/)则当
> 0
时，表示采样时间rf扁小，即本地频率源信号的频率大于频率参考信号的频率，此时可调整本地频率源信号使其频率减小。当
< 0
时，表示采样时间z偏大，即本地频率源信号的频率小于频率参考信号频率，此时可调整本地频率源信号使其频率增大。
为得到调整增量而对5W["]实施的变换可以为±p sign^SV["]}或±/0 Sw["]等形式，其中
二l x<0
0 ;c二O, p>0;
1 x>0
正、负号及p的选取取决于采样时间的选取和vco压控曲线斜率的符号及大小。
在图1中，D/A变换器106将自动频率检测和校正算法模块104算出的数字调整信号变换成模拟调整信号，再经过低通滤波器108进行环路滤波之后形成压控振荡器IIO控制电压，控制由压控振荡器110和分频/倍频器112构成的本地频率源，使得本地频率源信号的频率跟踪于接收频率参考信号的频率。
以上描述的是本发明的具体实施方式
，下面对本发明的原理作进一步的说明。
接收实信号可以表示为
_ f^sin(2;^ + ^) + r7(0, 频率参考信号存在
w 1 W)+wO)， 频率参考信号不存在
其中^sin(2; /HW为频率参考信号，丄/、餘别为频率参考信号的幅度、频率和初始相位，77(Z)为噪声，WO为其它信号，它是一个随机过程。
为了方便本对发明原理的说明，可令调整前VCO控制电压保持不变，即采样时间T不变，并暂且忽略噪声77(0的影响，同时假设s(/)的采样序列为各态历经的独立同分布离散随机序列，均值为0，方差为D2/2(
当频率参考信号不存在时，有
C["] = 2(s["] 4" - 4] — * - 1] - 3]), = 2(, s[" - 3] - + - 1] 4" _ 2]); 1 "
4 ["] = — Z(,[" —w]"2[" —，
丄OT=0=丄S 2 w — m]s[w —附_ 4] _ "w — w — _ w _ 3]), Sjv[w] = — Z 2(j[m —_ m _ 3] _ s[w _ w _ — m _ 2])
当丄、M、 oo时，有
A["]~>D2， — 0。
此时对于某个给定的ae (0, 1)，判决关系式
Ca/["] > cl42l[/j]
不成立，因此当丄、Af、 7V选取得足够大时，CW["]可以作为判决频率参考信 号不存在的检测度量。
当频率参考信号存在时，有
Aw] = j2 -爿2—2*))一2祈2" - I)t + 20), C["] = J2 (cos(8<r) — cos(4<r))， *S[w] =j2 (cos(6<t) - cos(2;^V));
1丄-i
j^[w] = v4 —j cos(2;/r)—Zcos(2;^(2" — 2m —l)r + 2#),
CW|>] = J2 (cos(8; fr) _ cos(4<r))， iSjv["] = J2 (cos(6; fT) _ cos(2; fr))。
当Z、 M、 oo时，有
j2￡["] — j2，
CV[w]三J2 (cos(8<z) — cos(4^fr))，5W["〗三^ (cos(6; fr) — cos(2<r))。 可见Cw[n]和5V[w]只是采样时间r^f函数，而与釆样时刻w无关，它们与r^j 关系曲线如图5所示。
在频率参考信号存在的情况下，若采样时间逸取为
一 1 T = 4(/+A/)，
则采样时间rf々允许变化范围为
2/
即频率误差A/的允许变化范围为
2
从图5可以看出，在区间(0, 1/2力中，C似[w]相对于r= 1/4/为偶函数。 当八/=0,即r-l/4/时，Cm[w]=^2,达到极大值。当A/偏离0，即ri^离1/4/ 时，C4"]逐渐变小。此时对于某个给定的ae (0, 1)，总存在r-l/4/的一个 邻域5(a),当te(5(cO，即频率误差A/小于某个确定的值时，判决关系式
Ca/["] > /12￡["〗
成立，因此当丄、Af、 7V选取得足够大时，CV["]可以作为在一定的频率误差 范围内判决频率参考信号存在的检测度量。
从图5还可以看出，在区间(O, 1/2_/)中，Sw["]相对于r= 1/4/为奇函数。 当4/"=0，即r-l/4/时，Sw["] = 0。当△/<()，即匸>1/4/时，6V["]>0;反之， 当A/X),即匸<1/4/时，SV["]<0。因此在已知或检测到频率参考信号存在 的情况下，当￡、 M、 AA选取得足够大时，5V[w]可以作为本地频率源信号与 频率参考信号的频率误差函数。
通过对5W["]进行适当的变换，可以得到本地频率源的调整增量。假设 VCO的压控曲线具有正斜率，对Sw[w]的变换可以是psign^Sw[w]L若r处于 1/4/附近一个相对较窄的范围内，则S4w]与t^)关系近似为线性关系，此时 对Sw[w]的变换也可以是pSw["]。当然，对S4"]的变换还可以有其它形式。
本地频率源的调整增量经过累加之后，送往D/A变换器去产生VCO控 制电压。若A/〈0,即r〉1/4/，则调整增量为正值，累加之后使VCO控制电
12压增大，本地频率源信号的频率随之增大，从而导致A/增大；反之，若A/〉0， 即r < 1/4/，则调整增量为负值，累加之后使VCO控制电压减少，本地频率 源信号的频率随之减少，从而导致A/减小。因此，通过上述调整作用，A/ 将围绕着0上下波动，从而使得本地频率源信号的频率跟踪于接收频率参考 信号的频率，实现自动频率校正的功能。
在频率参考信号存在的情况下，若采样时间t选取为
从图5可以看出，区间(1/2/ Cw["]和Sw[打]分别与区间(0, 1/2力
中的C4"]和&["]形状相同，但&["]的符号相反，即在t-1/4/处5V["]以正 斜率穿过零点，而在t = 3/4/处&[w]以负斜率穿过零点。因此，与上述原理 相同，当丄、Af、 W选取得足够大时，Cw[w]仍然可以作为在一定的频率误差 范围内判决频率参考信号存在的检测度量，&[ ]仍然可以作为本地频率源信 号与频率参考信号的频率误差函数，但在计算本地频率源调整增量时对 所作的变换中，Sw[w]要用-^[w]代替。
将上述结论加以推广。在频率参考信号存在的情况下，若采样时间遞取
为
则采样时间t的允许变化范围为
即频率误差A/的允许变化范围为
一Z
4(/ + A/)
则采样时间rf々允许变化范围为
2fe + l 7
即A/的允许变化范围为若采样时间逸取为
4A: + 2 4A:
4A: + 3
r =
4(/ + A/)
则采样时间允许变化范围为
2A;+1 "1
2/ / 即A/的允许变化范围为
其中，Ae(O, 1,2, ...}。对于以上两种情况，当丄、M、 7V选取得足够大时，
CM["]都可以作为在一定的频率误差范围内判决频率参考信号存在的检测度
量，Sw["]都可以作为本地频率源信号与频率参考信号的频率误差函数。但就 本地频率源调整增量的计算而言，前一种情况下计算出来的调整增量可以直 接用于频率调整量的累加，而后一种情况下计算出来的调整增量必须在符号 取反之后才能用于频率调整量的累加。
以上对本发明原理的说明是在忽略噪声的情况下给出的。若考虑噪声77(0 的影响，以上方法的性能将有所恶化。假设770)的釆样序列W["]为均值为0， 方差为o2/2的白噪声序列，且各态历经，则当频率参考信号不存在且丄、M、
oo时，有
~>/)2 + O2，
C4"]一0， ~> 0。
当接收频率参考信号存在且Z、 M、 7V4oo时，有
々"]—O2，
Cjw[w] ~> j2 (cos(8 fr) - cos(4<t))，
5W["] 4爿2 (cos(6; /V) - cos(2; fr》。 因此，在丄、M、 W足够大的情况下，上述方法仍然成立，性能的恶化可以 控制在允许的范围之内。需要说明的是，在上述方法中，当检测门限因子a给定后，采样时间T必 须处于(2A;+l)/4/附近一个相对较窄的范围内，即频率误差必须限制在一个较 小的范围内，频率参考信号才能被检测到。为了扩大检测范围，即扩大频率
误差的允许范围，可以采用一些措施。例如，可以用a/c["]+ *^["]代替C^["]
作为4全测度量，也可以在才企测阶段往VCO的压控端加一个锯齿波扫描电压 进行慢速频率扫描。另外，为了扩大频率误差函数的线性范围，可以用 arctg(5V["]/CM[ ])代替Sw["]作为频率误差函数。不过采用以上措施是以增加 实现的复杂度为代价的。
本发明特别适用于那些仅需要在实数域对接收信号进行处理的系统。例 如GSM移动通信系统中的移频直放站，它只需要将实数形式的一路射频接 收信号在实数域移频、放大后转发出去，而不需要将实数形式的一路接收信 号变换成复数形式的I、 Q两路正交信号之后再在复数域上进行信息解调等 处理。
在GSM系统移频直放站中，采用上述基于实频率参考信号的数字式自 动频率检测和校正方法跟踪基站下行的校频信号(即频率参考信号)，只需一 个普通的压控晶体振荡器(VCXO),加上简单的算法实现电路，就可以为移 频直放站提供高精度的本地频率源，使移频直放站与基站的相对频率误差保 持在GSM规范(ETSI EN 300 609-4、 YD/T 1337-2005 )所要求的土5 x l(T8 以内。与采用昂贵的恒温晶体振荡器提供本地频率源的方法相比，既降低了 成本，又不需要定期进行人工校频。与采用基于复频率参考信号的数字式自 动频率检测和校正方法相比，由于无需得到复数形式的I、 Q两路相互正交 的频率参考信号，也不存在失衡补偿问题，因此在确保频率校正精度的前提 下大大减小了系统实现的复杂度。
1权利要求
1、一种基于实信号的数字化自动频率检测方法，供接收端对发射端传输来的一路模拟实信号进行数字化自动检测，以确认是否存在频率参考信号，其特征在于包括将来自发射端的一路中频或基带模拟实信号进行采样、模数转换为数字信号的步骤；以该实信号的采样数据计算判决门限基准的步骤；以该实信号的采样数据计算用于检测频率参考信号的检测度量的步骤；将所述检测度量与由所述判决门限基准乘以预设系数后所形成的判决门限进行比较的步骤，若超过该判决门限，则产生标志所述频率参考信号存在的标志信号。
2、 根据权利要求1所述的基于实信号的数字化自动频率检测方法，其特 征在于所述采样、模数转换的步骤中，采样时钟由本地频率源信号经分频/倍频 得到，根据实际应用中不同的收发频差允许范围，采样频率与本地频率源信 号频率之比取不同的预设值，采样频率随着本地频率源的调整而变化。
3、 根据权利要求2所述的基于实信号的数字化自动频率检测方法，其特 征在于所述判决门限基准的计算步骤中，判决门限基准是由两个相邻采样时刻 的实采样数据的平方和经平滑后得到的。
4、 根据权利要求3所述的基于实信号的数字化自动频率检测方法，其特 征在于所述判决门限基准的计算步骤中，所述两个相邻采样时刻的实采样数据， 先各经乘法器自乘，结果经加法器相加，再进行平滑处理，获得所述判决门 限基准。
5、 根据权利要求2所述的基于实信号的数字化自动频率检测方法，其特 征在于所述检测度量的计算步骤中，检测度量由两组采样数据的乘积之差的2 倍经平滑后获得，其中每组均包含两个实釆样数据， 一组中两个实采样数据 的采样时刻之和与另一组中两个实采样数据的采样时刻之和相等，每组中两 个采样数据的采样时刻之差为采样时间的偶数倍。
6、 根据权利要求5所述的基于实信号的数字化自动频率检测方法，其特 征在于所述检测度量的计算步骤中，每组的两个实采样数据用乘法器相乘之后， 两组实采样数据的乘积均输出至减法器计算两者之差，然后对其进行平滑处 理，获得所述检测度量。
7、 根据权利要求1至6中任意一项所述的基于实信号的数字化自动频率 检测方法，其特征在于所述检测度量与判决门限进行比较的步骤中，所述判决门限基准经以预 设的倍数放大后得到判决门限，与所述检测度量一起通过门限比较器进行比 较，若检测度量超过所述判决门限则产生标志所述频率参考信号存在的标志 信号。
全文摘要
本发明公开了一种基于实信号的数字化自动频率检测方法，涉及通信中需要收发双方保持频率同步的技术领域。该方法对一路实接收信号进行采样，计算频率参考信号的检测门限和度量，并依此检测接收信号中是否存在频率参考信号，以便在频率校正时使用该频率参考信号使收发双方保持频率同步。与常用的基于复信号的频率检测方法相比，由于无需得到I、Q两路相互正交的复接收信号，也不存在I、Q失衡补偿问题，因此该方法在确保频率检测性能的前提下大大减小了系统实现的复杂度。
文档编号H04B7/26GK101471727SQ20081018497
公开日2009年7月1日 申请日期2008年12月19日 优先权日2007年12月29日
发明者窦怀宇 申请人:京信通信系统(中国)有限公司