滤波电路、使用该滤波电路的接收器以及滤波方法

专利名称：滤波电路、使用该滤波电路的接收器以及滤波方法
技术领域：
本发明涉及从接收信号中消除干扰的滤波电路、使用该滤波电路的接 收器以及滤波方法。
背景技术：
在无线通信系统的接收器中，低噪声功率放大器(LNA)放大从接收 无线信号的天线获得的接收信号，频率转换器实施下变频以生成接收基带 信号。具有期望频段的信号从接收基带信号中通过例如低通滤波器(LPF) 被提取，模拟-数字转换器(ADC)将该信号转换成数字接收信号。在这一 点上，有时在ADC前面提供滤波电路以消除干扰。
如此处使用的，干扰意味着除具有期望频带的信号以外的不必要的信 号。干扰的例子包括从发射机或发射机和接收器主体发送的无线信号以及 来自另一 IC的不必要的传输，所^射机和接收器主体不同于接收目标 的发射机。
EURASIP Journal on Wireless Communications and Networking期 刊，2006巻，文章ID 17957，第1-18页(相关技术)中，Danijela等人 的"Novel Radio Architectures for UWB， 60GHz, and Cognitive Wireless Systems"中描述的滤波电路包括第一 自动增益控制电路、ADC、陷波滤 波器、自适应滤波器、数字-模拟转换器(DAC)、才莫拟时延单元、减法器 和第二自动增益控制电路。滤波电路将输入信号分发到第一通路和由模拟 时延单元形成的第二通路中，所述第一通路由第一自动增益控制电路、 ADC、陷波滤波器、自适应滤波器和DAC形成。
第一自动增益控制电路控制通过笫一通路的输入信号的信号振幅， ADC将输入信号转换成数字信号。陷波滤波器和自适应滤波器从数字信号
中提取干扰分量，DAC将干扰分量转换成模拟信号。在第二通路中，模拟 时延单元将对应于第 一通路的时延时间的信号时延赋予输入信号。
来自第一和第二通路的信号都被馈送入减法器，所述减法器通过从已 通过第二通路的信号中减去已通过第 一通路的信号来消除干扰分量千扰分 量。第二自动增益控制电路调整已消除干扰分量的信号的信号振幅，并向 后续阶段ADC供应该信号，
在相关技术中描述的滤波电路的第一通路中，实施数字信号处理即离 散时间信号处理，以基于时钟正确确定时延时间。另一方面，在第二通路 中，模拟时延单元将等于时延时间的信号时延赋予输入信号是有必要的。 然而，由模拟时延单元赋予输入信号的时延时间不是恒定的，因为时延时 间取决于输入信号的频率，并且时延时间被温度和工艺条件改变。
因此，在第一通路中赋予的时延时间与在第二通路中赋予的时延时间 难以完全匹配。减法器不能正确消除干扰分量，除非在两个通路中赋予的 时延时间彼此匹配。另外，独立地要求调谐以便补偿由温度和工艺条件造 成的时延时间的改变。

发明内容
才艮据本发明的一方面，提供了一种滤波电路，包括对输入信号进行 抽样以生成第一i^莫拟信号的抽样器；将所述第一模拟信号转换成第一数字 信号的模拟-数字转换器；从所述第一数字信号中提取期望频带外的信号成 分以生成第二数字信号的数字滤波器；将所述第二数字信号转换成笫二模 拟信号的数字-模拟转换器；将信号时延赋予所述第一模拟信号以供应第三 模拟信号的时延装置，所述信号时延等于所述第二模拟信号相对于所述第 一模拟信号的时延时间；以及从所述第三模拟信号中减去所述第二模拟信 号以生成输出信号的减法器。
根据本发明的另一方面，提供了一种滤波电路，包括对输入信号进 行抽样以生成第一模拟信号的抽样器；将所述第一模拟信号转换成笫一数 字信号的模拟-数字转换器；从所述第一数字信号中提取期望频带外的信号
成分以生成第二数字信号的数字滤波器；对所述第二数字信号实施as调 制以获得笫三数字信号的ai:调制器；将所述第三数字信号转换成第二模 拟信号的数字-模拟转换器；将信号时延赋予所述第 一模拟信号以供应笫三 模拟信号的时延装置，所述信号时延等于所述第二模拟信号相对于所述第 一模拟信号的时延时间；从所述第三模拟信号中减去所迷第二模拟信号以 生成第四模拟信号的减法器；以及从所述第四模拟信号中消除量化噪声以 生成输出信号的滤波器，所述量化噪声由所述调制器生成。
根据本发明的另一方面，提供了一种滤波电路，所述滤波电路包括 对输入信号进行抽样以生成第一模拟信号的抽样器；将所述第一模拟信号 转换成第 一数字信号的第一模拟-数字转换器；从所述第一数字信号中提取 期望频带外的信号成分以生成第二数字信号的数字滤波器；将第三数字信 号转换成第二模拟信号的数字-模拟转换器，所述第三数字信号由所述第二 数字信号的更高级别比特形成；将第 一信号时延赋予所述第 一模拟信号以 供应第三才莫拟信号的第 一时延装置，所述第 一信号时延等于所述第二模拟 信号相对于所述笫 一才莫拟信号的第 一 时延时间；从所述第三模拟信号中减 去所述第二模拟信号以生成第四模拟信号的第一减法器；将所述第四模拟 信号转换成第四数字信号的第二模拟-数字转换器；将第二信号时延赋予第 五数字信号以供应笫六数字信号的第二时延装置，所述第二信号时延等于 所述第四数字信号相对于所述第二数字信号的第二时延时间，所述第五数 字信号由所述第二数字信号的更低级别比特形成；以及从所述第四数字信 号中减去所述第六数字信号以生成输出信号的第二减法器。
根据本发明的另一方面，提供了一种滤波电路，包括对输入信号进 行抽样以生成第一模拟信号的第一抽样器；具有第二抽样器并且将笫二模 拟信号转换成第一数字信号的才莫拟-数字转换器；从所述第一数字信号中提 取期望频带外的信号成分以生成笫二数字信号的数字滤波器；将所述第二 数字信号转换成第三模拟信号的数字-模拟转换器；将信号时延赋予所述第 一才莫拟信号以供应第四模拟信号的时延装置，所述信号时延等于所述笫三 模拟信号相对于所述第二模拟信号的时延时间；以及从所述第四模拟信号 中减去所述第三模拟信号以生成输出信号的减法器。
根据本发明的另一方面，提供了一种滤波电路，所述滤波电路包括 对输入信号进行抽样以生成第一模拟信号的抽样器；从所述第一模拟信号 中提取低频率成分以获得第二^=莫拟信号的滤波器；对所述第二才莫拟信号实 施下抽样以获得第三模拟信号的抽取滤波器；将所述第三模拟信号转换成 第一数字信号的才莫拟-数字转换器；从所述第一数字信号中提取期望频带外 的信号成分以生成第二数字信号的数字滤波器；将所述笫二数字信号转换 成第四模拟信号的数字-模拟转换器；将信号时延赋予所述第三模拟信号以 供应第五模拟信号的时延装置，所述信号时延等于所迷第四模拟信号相对 于所述第三;f莫拟信号的时延时间；以及从所述第五才莫拟信号中减去所述第 四冲莫拟信号以生成输出信号的减法器。


图l是示出根据第一实施例的滤波电路和其环境的框图2是示出图1的抽样器的例子的电路图3A是示出图1的DAC的例子的电路图3B是示出图3A的开关的^Mt的图4A是示出图1的时延装置的例子的电路图4B是示出图4A的开关的操作的图5是示出根据第二实施例的滤波电路和其环境的框图6是示出根据第三实施例的滤波电路和其环境的框图7是示出根据第四实施例的滤波电路和其环境的框图8是示出根据笫五实施例的滤波电路和其环境的框图9A是示出图8的滤波器和抽取滤波器的例子的电路图9B是示出图9A的开关的操作的图；以及
图IO是示出根据本发明的第六实施例的接收器的框图。
具体实施例方式
以下将参考附图描述本发明的实施例。 (第一实施例)
如图1中示出的，根据本发明的第一实施例的滤波电路100被插入频 率转换器10和模拟-数字转换器(ADC ) 20之间，并且包括抽样器110、 ADC 121、数字滤波器122、数字-模拟转换器(DAC) 130、时延装置140 和减法器150。
频率转换器10通过对由天线(未示出)接收的接收信号实施下变频生 成接收基带信号。假定该基带信号包括期望的波和振幅大于期望的波的振 幅的干扰分量。第一实施例的滤波电路100消除干扰分量。ADC 20将来 自滤波电路100的信号转换成数字信号，并且数字处理单元(未示出)解 调该数字信号。
抽样器110以预定抽样频率对来自频率转换器10的接收基带信号进行 抽样以使得该信号在时间上M。来自抽样器110的模拟时间离散信号被 分流到第一通路和由时延装置140形成的第二通路中，所述第一通路由 ADC121、数字滤波器122和DAC130形成。
将参考图2描述是抽样器110的例子的电荷抽样器。在图2中示出的 电荷抽样器包括将输入电压转换成电流的跨导放大器gmu。、对跨导放大器 gmuc的输出电流实施电荷抽样的电容器CnQ、控制电荷抽样的开关SWnd
和重置电容器Cm的电荷的开关SWuo-2。
以互补的方式进行操作两个开关SWu(m和SWUo-2,并且开关SW11(M
和SWuo-2的一个当另一个被断开时被接通。当开关SWu(m被接通时，电
容器Cuo对跨导放大器gm110的输出电流实施电荷抽样，当开关SW110-2 4皮接通时，电容器Cuo的电荷被重置。抽样器110不限于图2的电荷抽样 器。例如，电压抽样器可以被用作抽样器IIO。
ADC 121将来自抽样器110的模拟时间离散信号转换成数字信号并将 数字信号输入数字滤波器122。
数字滤波器122在来自ADC 121的数字信号中提取除了期望频带外的 干扰分量，并且生成包括干扰分量的数字信号。DAC130将包括在由数字
滤波器122生成的数字信号中的干扰分量转换成模拟时间离散信号。
数字滤波器122和DAC 130生成在期望的波的频带中的量化噪声。每 个滤波器122和DAC 130的期望的比特分辨率(量化比特率)由系统需要 的信噪比(SNR)确定。特别是，因为大约6dB的动态范围对应于一个比 特，对期望频带中的输入信号比期望频带外的输入信号的比率与期望频带 中的信噪比的和的每6 dB要求至少一个比特。
在常用无线信号处理装置中，DAC 130的比特分辨率高于ADC 121 的比特分辨率。通常，DAC和ADC具有相同的比特分辨率，并且可以通 过低功耗方式设计DAC而不是ADC。
将参考图3A和3B描述DAC 130的例子。图3A中示出的具有比特分 辨率N的DAC包括N个电容器d3(m至C^n和开关电容器的连接的开 关SW13(M至SW13(WV。电容器C13(M至Cuo.n对应于馈送入DAC的数字信 号的比特。也就是说，电容器C13o-i对应于最低有效位(LSB)，电容器 C130—N对应于最高有效位(MSB )。每个电容器C13 m至C130_N的电容由二
进制权来加权，电容器C^2的电容成为电容器d3(m的电容的两倍，电容
器C13fl-N的电容成为电容器Cm的电容的2N"倍。
如图3B中示出的，开关SWuw至SW^n重复开关操作，^^作中的 一个周期包括两个阶段。在阶段1中，每个开关SWm至SWm-n被连接 以便向电容器C13(M至C^n施加参考电压Vref+或Vref-。在阶段1中， 基于数字滤波器122为对应于电容器的比特提供高或低的级别，确定向每 个电容器dn至C^n施加参考电压Vref+或Vref-的哪一个。在阶段1
中，根据数字输入在每个电容器C^至C^n中累积电荷。另一方面，在
阶段2中，开关SW^至SW13q-N将电容器Cm至C13。_N连接到DAC的 输出Q。ut，并且在电容器Cm至C13()_N中累积的电荷被叠加并且作为模拟 时间离散信号供应。
在根据第一实施例的滤波电路中，为了正确消除干扰，来自第一通路 的增益应当与来自第二通路的增益在干扰频率上匹配是必要的。为了使来 自两个通路的增益彼此匹配，使用图3A的DAC作为DAC 130，仅必要地
调整参考电压Vref+和Vref-，以将供应的模拟时间离散信号的振幅控制为 适当的值。
时延装置140将信号时延赋予抽样器110供应的模拟时间离散信号。 所迷信号时延等于在第一通路也就是ADC 121、数字滤波器122和DAC 130中生成的时延时间。在第一通路中生成的时延时间被作为离散值获得， 在所述离散值中时钟周期4皮乘以常数，因为对ADC121、数字滤波器122 和DAC 130实施了时钟控制。相应地，时延装置140可以使用诸如计数时 钟的数量的计数器的简单数字电路来确定时延时间。
将参考图4A和4B描述时延装置140的例子。通过并行排列K个单 元电路(K是大于1的整数)形成图4A中示出的时延装置。单元电路由 两个开关SWm和SW0UT以及在开关SWjn和SW。uT之间设置的电容器C 形成。图4A的时延装置可以生成范围从"1"至"K-r的时钟的信号时 延。
输入信号被K个开关SW14(Mnl至SW"(Mnk连接至电容器C"(M至C140-K的一个，并且输入电荷被累积。也就是说，开关SW兩-ha至SW"(Mnk被 排他操作，开关SW"(M^至SW"(Mnk的一个被接通，而所有其它开关被断 开。假定在初始状态中不在电容器cm(m至d40-k中累积电荷。接下来，输
入电荷类似地在空电容器中被连续地累积。
类似地，开关SW14Q_。utl至SW14Q_ 。ut k被排他操作，并且当预定时延时 间过去时供应在对应电容器中累积的输入电荷。例如，图4B示出在D时 钟设置时延时间的情况下开关SW14(Mnj和SW14"utj的操作(D是小于K的
整数，j是1至K的整数)。输入电荷通过开关SW協-inj在电容器C14(Mnj
中被累积。类似地，输入电荷在空电容器中被连续累积直至(D-1)时钟过 去，当D时钟过去时通过开关SW"o—。utj从电容器C140-j中取出输入电荷。
接下来，在电容器d40-j中累积的电荷被重置为零。类似地，以输入电荷被
累积的次序从其它电容器中顺序取出输入电荷，并且累积的电荷被重置为 零。此时，被馈送入时延装置的输入电荷也在(N-D)空电容器的一个中 被累积。
减法器150从已通过第一通路的模拟时间离散信号中减去已通过第二 通路的模拟时间离散信号，并且将减法结果馈^ADC 20。此时，尽管 已通过第一通路的模拟时间离散信号包括期望的波和干扰两者，已通过笫 二通路的模拟时间离散信号主要仅包括干扰，以便可以通过从已通过第一 通路的模拟时间离散信号中减去已通过第二通路的模拟时间离散信号来消 除干扰分量。
为了从基带信号的期望频带中的信号成分解调原始信号，应当在ADC 中确保对应于若干比特的期望信号振幅是有必要的。在无线通信系统中， 通常信号振幅大于期望波的振幅几十个分贝的干扰在接近期望频带的频带 中存在。相应地，要求更高的比特分辨率，因为简单通过确保期望的信号 振幅就使ADC的输入振幅饱和。特别是，假定LdB是期望波和干扰的电 压振幅的比率，除了为确保期望信号振幅的比特分辨率外要求至少L/6比 特。
已知ADC的电流消耗成比例于比特分辨率N净皮增加到2的幂。在第 一实施例的滤波电路100中，提供ADC 121来实现具有等同高的比特分辨 率的ADC。后续阶段ADC 20必要的比特分辨率可以仅减少ADC 121的 比特分辨率，以便可以减少后续阶段ADC 20的电流消耗。 将比较传统技术描述根据第一实施例的滤波电路100。 在传统技术中，有必要实施对模拟连续时间信号的处理，因为不使用 抽样器，并且模拟时延单元被用作时延装置。相应地，如以上描述的，因 为时延时间的变化由信号频率和温度以及工艺条件生成，难以正确生成信 号时延。
另 一方面，在才艮据第一实施例的滤波电路100中，因为使用抽样器110， 时延装置140保留用于预定数量的时钟的时间离散模拟信号来供应允许正 确生成信号时延的离散时间模拟信号.相应地，在第一通路中生成的信号 时延与第二通路中生成的信号时延匹配，并且减法器150可以正确消除干扰分量。因为时延时间由时钟的数量确定，在设计期间仅有必要调整时延 时间。在根据第一实施例的滤波电路100中，提高了千扰抵消的准确性，
以便可以充分改进后续阶段ADC的比特分辨率。 (笫二实施例)
如图5中示出的，根据本发明的第二实施例的滤波电路200被插入频 率转换器10和ADC 20之间，并且包括抽样器IIO、 ADC121、数字滤波 器122、 A2:调制器261、 DAC 230、时延装置240、减法器150和滤波器 262。在图5中，和图l的第一实施例中相同的组件用相同的数字来标明， 将主要描述不同的组件。
AS调制器261对由数字滤波器122生成的数字信号实施AS调制，并 且向DAC 230供应调制的数字信号。因为AS调制器261实施对低频信号 的反馈以便减少错误，数字信号的量化噪声在朝向高频侧在AS调制后被 噪声整形效应消除。
DAC 230将来自AS调制器261的数字信号转换成模拟信号。在这一 点上，DAC230的比特分辨率由期望频带必需的信噪比确定。然而，因为 量化噪声的噪声整形由AS调制器261生成，信噪比被抑制到期望频带中 更低的级别。相应地，可以以低于图1的DAC 130的比特分辨率形成DAC 230。
时延装置240将信号时延赋予抽样器110供应的模拟时间离散信号。 所述信号时延等于在ADC 121 、数字滤波器122、 AS调制器261和DAC 230 中生成的时延时间。
滤波器262消除由减法器150供应的^=莫拟时间离散信号的高频成分， 该滤波器262是滑动平均滤波器。也就是i兑，在根据第二实施例的滤波电 路200中，因为量化噪声的噪声整形由AE调制器261生成，量化噪声在 接近后续阶段ADC 20的奈查斯特频率被增加。相应地，滤波器262消除 净皮AS调制器261移动到高频区域的量化噪声成分，由此防止ADC 20的 输入振幅的饱和。
因而，在根据第二实施例的滤波电路中，在DAC的前面提供AS调制 器以实施量化噪声的噪声整形。相应地，在根据笫二实施例的滤波电路中， DAC的比特分辨率可以被减少，因为信噪比在期望频带中可以被改善。另
外，ADC的输入振幅没有被饱和，因为实施噪声整形的量化噪声在被馈送 入后续阶段ADC之前被滤波器消除了 。 (第三实施例)
如图6中示出的，根据本发明的第三实施例的滤波电路300在频率转 换器10之后被提供，并且包括抽样器IIO、 ADC 121、数字滤波器122、 DAC330、时延装置340、减法器150、 ADC371、时延装置372和减法器 373。在图6中，和图l的第一实施例中相同的组件用相同的数字来标明， 将主要描述不同的组件。
DAC 330仅接收由数字滤波器122生成的数字信号中的高级别比特， 并且转换数字信号的高级别比特以生成模拟时间离散信号。由数字滤波器 122生成的数字信号的剩余更低级别比特^L馈il/v时延装置372。此时，向 更高级别比特分配多少由数字滤波器122生成的数字信号中的比特分辨率 不是特别限制的。例如，它基于DAC330的比特分辨率来确定。DAC330 具有比比特分辨率更高的精度。
时延装置340将信号时延赋予抽样器110供应的模拟时间离散信号。 所述信号时延等于在ADC 121、数字滤波器122和DAC 330中生成的时延 时间。
减法器150对由DAC 330和时延装置340供应的模拟时间离散信号实 施减法处理，并且将减法结果馈il^ADC 371。 ADC 371具有高于DAC 330的比特分辨率，并且将来自减法器150的离散时间模拟信号转换成对 应于所述比特分辨率的数字信号。因为DAC330的比特分辨率比数字滤波 器122的比特分辨率要低，在由ADC 371供应的数字信号的期望波的频带 中生成大的量化噪声，由此恶化信噪比。
如以上描述的，在由数字滤波器122生成的数字信号中，仅更低级别 的比特被馈送入时延装置372。时延装置372将信号时延赋予数字信号。 所述信号时延等于在DAC 330、减法器150和ADC 371中生成的时延时间。
减法器373从ADC 371供应的数字信号中减去由时延装置372供应的 数字信号。由时延装置372供应的数字信号是由数字滤波器122供应的数
字信号的更低级别比特，并且由时延装置372供应的数字信号的振幅和相 位接近于在DAC330中生成的量化噪声的振幅和相位。相应地，通过减法 处理消除量化噪声，并且可以改进期望波的信噪比。
因而，在根据第三实施例的滤波电路中，数字滤波器的输出被分流到 更高级别比特和更低级别比特中，像笫一实施例那样对模拟域中的更高级 别比特实施减法，并且对数字域中的更低级别比特实施减法，由此消除干 扰分量。相应地，在根据第三实施例的滤波电路中，可以获得类似于第一 实施例的干扰分量消除性能，同时抑制接收数字滤波器的输出的DAC的 比特分辨率。
(第四实施例)
如图7中示出的，根据本发明的第四实施例的滤波电路400被插入频 率转换器10和ADC 20之间，并且包括抽样器410、 ADC421、数字滤波 器122、 DAC130、时延装置440和减法器150。在图7中，和图1的第一 实施例中相同的组件用相同的数字来标明，将主要描述不同的組件。
ADC 421包括可以将输入模拟连续时间信号转换成模拟时间离散信号 的抽样器。相应地，在根据第四实施例的滤波电路400中，没有必要在ADC 421的前面提供抽样器。
类似ADC421中的抽样器，抽样器410以时钟同步操作，并且将来自 频率转换器10的接收基带信号转换成模拟时间离散信号。
时延装置440将信号时延赋予抽样器410供应的模拟时间离1M言号。 所述信号时延等于在ADC 421、数字滤波器122和DAC 130中生成的时延 时间。
因而，包括抽样器的ADC被用在才艮据第四实施例的滤波电路中。相 应地，在根据第四实施例的滤波电路中，没有必要在第一通路和第二通路 之间共享抽样器。 (笫五实施例)
如图8中示出的，根据本发明的第五实施例的滤波电路500被插入频 率转换器10和ADC 20之间，并且包括抽样器510、滤波器581、抽取滤
波器582、 ADC 121、数字滤波器122、 DAC 130、时延装置140和减法器 150。在图8中，和图1的笫一实施例中相同的组件用相同的数字来标明， 将主要描述不同的组件。
抽样器510具有高于抽样器110的抽样频率。抽样器510对由频率转 换10供应的接收基带信号进行抽样，并且将接收基带信号转换成模拟时间 离散信号。
如以上描述的，抽样器510具有相对更高的抽样频率，并且高速实施 抽样。因此，抽取滤波器582对由抽样器510供应的模拟时间离散信号在 模拟时间离散信号被馈送入ADC 121之前实施下抽样。
为了抑制由抽取滤波器582实施下抽样生成的折叠(folding)，滤波 器581消除频率成分，所述滤波器581是滑动平均滤波器，所述折叠在所 述频率成分在下抽样后的期望频带中从由抽样器510供应的才莫拟时间离散 信号中生成。
抽取滤波器582对已通过滤波器581的模拟时间离散信号实施下抽 样，并且将模拟时间离散信号输入ADC121。可以组合滤波器581和抽取 滤波器582。例如，可以通过图9A中示出的电路实现滤波器581和抽取 滤波器582。
图9A中示出的电路包括开关SW58-inl、 SW580-in2、 SW580-outl、 SW580-out2
和SW580-re以及电容器C580-1和C580-2,并且对馈送的模拟时间离散信号以
1/2的抽取率实施下抽样。图9A中示出的电路实施如图9B中示出的包括 四个阶段的一个周期的下抽样。
在阶段1，接通开关SW58-in1以在电容器C580-in1中累积输入信号电荷， 并且然后断开开关SW580-inl以保持在电容器C580-1中累积的电荷。在阶段2， 接通开关SW58-in2以在电容器C580-2中累积输入信号电荷，并且然后断开 开关SW58-in2以保持在电容器C580-2中累积的电荷。在阶段3,接通开关 SW580-outl和SW580-out2以在电容器C580-1和C580-2中累积输入信号电荷，并
且在电容器C580-1和C580-2中累积的电荷被叠加和供应。在阶段4，接通开
关SW580-re以重置在电容器C580-1和C580-2中累积的电荷为零，并且断开开 关SW580_。utl、 SW580-。ut2和SWS80_re。在图9A中示出的电路中，重复四个 阶段以对输入模拟时间离散信号实施下抽样。
因而，在根据第五实施例的滤波电路中，在抽样器的后续阶段提供滤 波器和抽取滤波器以对由抽样器生成的模拟时间离散信号实施下抽样。相 应地，在根据第五实施例的滤波电路中，可以使用具有更高抽样频率的抽 样器，并且可以消除具有不低于ADC的奈查斯特频率的频率的干扰，所 述ADC从抽样器接收模拟时间离散信号。
尽管在图5中示出的滤波电路500中仅提供滤波器581和抽取滤波器 582的一个集合，可以提供滤波器581和抽取滤波器582的两个或更多集 合。抽样器510可以对RF信号直接实施抽样而不提供频率转换器10。 (第六实施例)
如图10中示出的，根据本发明的第六实施例的接收器包括天线601、 低噪声功率放大器602、频率转换器603、滤波器604、滤波电路605和模 拟-数字转换器606。
低噪声功率;^文大器602放大由天线601接收的接收信号，并且频率转 换器603对接收信号实施下变频。滤波器604是消除包括在由频率转换器 603生成的接收基带信号中的高频干扰分量的低通滤波器。
滤波电路605是根据第一至第五实施例的一个的滤波电路，并且进一 步从接收基带信号中消除干扰分量，在所述接收基带信号中高频干扰分量 被滤波器604消除。模拟-数字转换器606将滤波电路605的输出信号转换 成数字信号，并且数字信号处理单元(未示出)解调数字信号。
因而，在第六实施例中，在低通滤波器和模拟-数字转换器之间提供根 据笫一至第五实施例的一个的滤波电路。相应地，在根据第六实施例的接 收器中，干扰分量消除的准确性得到改进，并且功耗,皮减少因为可以在更 低比特分辨率使用模拟-数字转换器。
权利要求
1. 一种滤波电路，包括:对输入信号进行抽样以生成第一模拟信号的抽样器；将所述第一模拟信号转换成第一数字信号的模拟-数字转换器；从所述第一数字信号提取期望频带外的信号成分以生成第二数字信号的数字滤波器；将所述第二数字信号转换成第二模拟信号的数字-模拟转换器；将信号时延赋予所述第一模拟信号以供应第三模拟信号的时延装置，所述信号时延等于所述第二模拟信号相对于所述第一模拟信号的时延时间；以及从所述第三模拟信号中减去所述第二模拟信号以生成输出信号的减法器。
2. 根据权利要求l所述的电路，其中，所述模拟-数字转换器具有所述 输出信号相对于所述期望频带外的所述输入信号的衰减每六分贝至少一比 特的分辨率。
3. 根据权利要求1所述的电路，其中，所述数字滤波器和所述数字-才莫拟转换器具有所述期望频带中的所述输入信号比所述期望频带外的所述输入信号的比率与所述期望频带中的所述输出信号的信噪比的和的每六分 贝至少一比特的分辨率。
4. 根据权利要求l所述的电路，其中，所述时延装置临时累积所述第 一模拟信号，并且当所述时延时间过去时将所述第一模拟信号作为所述第 三模拟信号供应。
5. —种滤波电路，包括对输入信号进行抽样以生成第一模拟信号的抽样器； 将所述第 一模拟信号转换成第 一数字信号的模拟-数字转换器； 从所述第一数字信号中提取期望频带外的信号分量以生成第二数字信 号的数字滤波器； 对所述第二数字信号实施AS调制以获得第三数字信号的AS调制器； 将所述第三数字信号转换成第二模拟信号的数字-模拟转换器； 将信号时延赋予所述笫 一模拟信号以供应第三模拟信号的时延装置，所述信号时延等于所述第二模拟信号相对于所述第一模拟信号的时延时间；从所述第三模拟信号中减去所述第二模拟信号以生成第四模拟信号的 减法器；以及从所述第四模拟信号中消除量化噪声以生成输出信号的滤波器，所述 量化噪声由所述数字-模拟转换器生成。
6.根据权利要求5所述的电路，其中，所述模拟-数字转换器具有所述 输出信号相对于所述期望频带外的所述输入信号的衰减的每六分贝至少一 比特的分辨率。
7. 根据权利要求5所述的电路，其中，所述数字滤波器和所述数字-才莫拟转换器具有所述期望频带中的所述输入信号比所述期望频带外的所述输入信号的比率与所述期望频带中的所述输出信号的信噪比的和的每六分 贝至少一比特的分辨率。
8. 根据权利要求5所述的电路，其中，所述时延装置临时累积所述第 一模拟信号，并且当所述时延时间过去时将所述第 一模拟信号作为所述第 三模拟信号供应。
9. 一种滤波电路，包括对输入信号进行抽样以生成第一模拟信号的抽样器； 将所述第 一才莫拟信号转换成第 一数字信号的第 一模拟-数字转换器； 从所述第一数字信号中提取期望频带外的信号分量以生成第二数字信 号的数字滤波器；将第三数字信号转换成第二模拟信号的数字-模拟转换器，所述第三数 字信号由所述第二数字信号的更高级别比特形成；将第 一信号时m予所述第 一模拟信号以供应笫三模拟信号的第 一时 延装置，所述第一信号时延等于所述第二模拟信号相对于所述第一;f莫拟信 号的第一时延时间；从所述第三才莫拟信号中减去所述第二模拟信号以生成第四模拟信号的 第一减法器；将所述第四模拟信号转换成第四数字信号的第二模拟-数字转换器； 将笫二信号时延赋予第五数字信号以供应第六数字信号的第二时延装 置，所述第二信号时延等于所述第四数字信号相对于所述第二数字信号的 第二时延时间，所述第五数字信号由所述第二数字信号的更低级别比特形 成；以及从所述第四数字信号中减去所述第六数字信号以生成输出信号的第二减法器o
10. 根据权利要求9所述的电路，其中，所迷第一模拟-数字转换器具 有所述输出信号相对于所述期望频带外的所述输入信号的衰减的每六分贝 至少一比特的分辨率。
11. 根据权利要求9所述的电路，其中，所述数字滤波器具有所述期 望频带中的所述输入信号比所述期望频带外的所述输入信号的比率与所述 期望频带中的所述输出信号的信噪比的和的每六分贝至少一比特的分辨 率。
12. 根据权利要求9所述的电路，其中，所述第一时延装置临时累积 所述第 一模拟信号，并且当所述第 一时延时间过去时将所述第 一才莫拟信号 作为所述第三模拟信号供应。
13. —种滤波电路，包括对输入信号进行抽样以生成第 一模拟信号的第 一抽样器； 具有第二抽样器并且将第二模拟信号转换成第一数字信号的模拟-数字转换器，所述第二抽样器对所述输入信号进行抽样以生成所述第二模拟信号；从所述第一数字信号中提取期望频带外的信号分量以生成第二数字信 号的数字滤波器;将所述第二数字信号转换成第三模拟信号的数字-模拟转换器；将信号时延赋予所述第 一模拟信号以供应第四模拟信号的时延装置， 所述信号时延等于所述第三模拟信号相对于所述第二模拟信号的时延时间；以及从所述第四模拟信号中减去所述第三模拟信号以生成输出信号的减法器。
14. 根据权利要求13所述的电路，其中，所述模拟-数字转换器具有 所述输出信号关于所述期望频带外的所述输入信号的衰减的每六分贝至少 一比特的分辨率。
15. 根据权利要求13所述的电路，其中，所述数字滤波器和所述数字 -模拟转换器具有所述期望频带中的所述输入信号比所述期望频带外的所 述输入信号的比率与所述期望频带中的所述输出信号的信噪比的和的每六 分贝至少一比特的分辨率。
16. 根据权利要求13所述的电路，其中，所述时延装置临时累积所述第 一才莫拟信号，并且当所述时延时间过去时将所述笫一模拟信号作为所 述第四模拟信号供应。
17. —种滤波电路，包括对输入信号进行抽样以生成第 一模拟信号的抽样器；从所述第 一模拟信号中提取低频分量以获得第二模拟信号的滤波器；对所述第二模拟信号实施下抽样以获得第三模拟信号的抽取滤波器；将所述第三模拟信号转换成第一数字信号的模拟-数字转换器；从所述第一数字信号中提取期望频带外的低频分量以生成第二数字信号的数字滤波器；将所述第二数字信号转换成笫四模拟信号的数字-模拟转换器； 将信号时延赋予所述第三模拟信号以供应第五模拟信号的时延装置，所述信号时延等于所迷第四模拟信号相对于所述第三模拟信号的时延时间；以及从所述第五模拟信号中减去所述第四模拟信号以生成输出信号的减法器。
18. —种接收器，包括放大接收的无线信号以获得放大的信号的低噪声功率放大器； 对所述放大的信号实施下变频以生成基带信号的频率转换器； 根据权利要求1所述的滤波电路，所述滤波电路将所述基带信号作为 所述输入信号接收以获得滤波信号作为输出信号；将所述滤波信号转换成数字信号的模拟-数字转换器；以及 解调所述数字信号的解调器。
19. 一种滤波方法，包括 对输入信号进行抽样以生成第 一模拟信号； 将所述第 一模拟信号转换成第 一数字信号；从所述第一数字信号中提取期望频带外的信号分量以生成第二数字信号；将所述第二数字信号转换成第二模拟信号；将信号时延赋予所述第 一模拟信号以供应第三模拟信号，所述信号时 延等于所述第二模拟信号相对于所述第 一模拟信号的时延时间；以及 从所迷第三模拟信号中减去所述第二模拟信号以生成输出信号。
全文摘要
本发明涉及滤波电路、使用该滤波电路的接收器以及滤波方法。根据本发明的滤波电路包括对输入信号进行抽样以生成第一模拟信号的抽样器；将所述第一模拟信号转换成第一数字信号的模拟-数字转换器；从所述第一数字信号中提取期望频带外的信号分量以生成第二数字信号的数字滤波器；将所述第二数字信号转换成第二模拟信号的数字-模拟转换器；将信号时延赋予所述第一模拟信号以供应第三模拟信号的时延装置，所述信号时延等于所述第二模拟信号相对于所述第一模拟信号的时延时间；以及从所述第三模拟信号中减去所述第二模拟信号以生成输出信号的减法器。
文档编号H04B1/10GK101383602SQ200810215160
公开日2009年3月11日 申请日期2008年9月3日 优先权日2007年9月4日
发明者三友敏也, 大国英德, 渡边理, 石原宽明, 细谷昌宏 申请人:株式会社东芝