基于二阶信道统计的信道反馈的自适应压缩的制作方法

专利名称：基于二阶信道统计的信道反馈的自适应压缩的制作方法
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基于二阶信道统计的信道反馈的自适应压缩
背景技术：
本发明主要涉及移动通信网络中信道状态反馈的发射，并且更具 体地说，涉及用于以自适应方式压缩信道状态反馈的方法和设备。
在过去的十年，由于在覆盖范围和数据率方面的可能改进，在无 线通信系统中的发射器和/或接收器使用多个天线已经吸引到相当多 的注意。不同于信道状态信息未显著改进容量的单天线系统，在多天 线系统中当在发射器精确的信道状态信息可用时，能实现相当大的容
量增益。在频分复用(FDD)系统中，接收器一般将信道状态信息反馈 到发射器。虽然由于在反馈信道上的容量限制及其往返延迟，假设在 发射器的完美的信道状态信息是不现实的，但已显示的是，与不将信 道状态信息考虑在内的系统相比，在发射器上即使部分信道知识也能 提供显著的容量增益。然而，详细的信道状态信息的反馈消耗反向链 路上的宝贵带宽。因此，在设计降低信道状态信息的反馈量而不会显 著惩罚反向链路的容量的有效方法方面，存在相当大的关注。
信道状态反馈的一种方案使用非结构化块或矢量量化器(VQ)来 降低信道状态信息的反馈。虽然在理论上非结构化VQ能获得最佳的 可实现压缩，但非结构化VQ的复杂度与维度速率乘积呈指数增长。 例如，在具有4个发射和2个接收天线的MIMO系统中，在文献中提 议的非结构化VQ的维度能大到4*2*2(每个信道抽头系数(channel tap coefficient)的实部和虚部)=16。对于实现合理精确度的量化分辨率 (或源编码率)，大维度非结构化VQ的存储和计算要求在实际中会 过高。
除计算复杂度外，非结构化VQ的另一问题是其不能适应不同的 信道统计。大多,数提议的用于压缩信道状态反馈的量化技术假设
8MIMO信道抽头跨空间维度是独立同分布(IID)的。然而，在实际中， MIMO信道的统计分布通常在空间上高度相关并跨频率。基于IID假 设设计的VQ在一般在无线环境中存在的广范围的信道统计上不可提 供期望性能。另一方面，设计非结构化VQ以在维持合理的量化精确 度的同时解决信道抽头的所有可能分布是不实际的。
因此，需要能在维持合理的精确度和复杂度的同时、适用于信道 抽头的不同分布的压缩信道状态反々贵的方法。

发明内容
本发明涉及用于使用自适应矢量量化器来反馈详细的信道信息的 方法和i殳备。所述方法和i殳备^f吏用二阶信道统计(例如，方差)来压 缩空间相关的MIMO信道的瞬时响应的反馈。不同分辨率(或速率) 的多个低维矢量量化器(VQ)量化不同的复值信道抽头系数。每个 VQ的分辨率基于对应信道抽头的方差自适应选定。通过为具有不同 重要性的信道抽头使用不同的量化分辨率，量化点的分布能变得类似 于为特定信道统计设计的最佳非结构化VQ的量化点分布，这导致几 乎最佳的性能，具有显著更低的计算和存储复杂度。
在一个示范实施列中，信道统计和瞬时信道响应的压缩反馈均被 反馈到发射器。瞬时信道响应的压缩反馈通过快反馈信道反馈。信道 统计通过慢反馈信道反馈到发射器，与快反馈信道相比，慢反馈信道 以显著更低的频率发送回来自接收器的信息。在一个备选实施例中， 当噪声,谱跨频谱叙平坦时，可基于正向和反向信道的信道统计是互易 的假设，在发射器直接计算所有或部分要求的信道统计。
在一些实施例中，可在量化信道估计前，将信道抽头变换到不同 的域中。例如，在适合MIMO-OFDM系统的实施例中，在频域中估 计的信道响应可变换到时域信道抽头中。落入预定延迟张开(delay spread)的时域ff言道抽头被选定，随后跨空间维度进一步变换到"本征" 域中。使用根据变换的系数的方差自适应计算得出的不同速率(或分辨率)的量化器，单独量化结果的变换的系数。
信道状态反馈由使用对应速率(或分辨率)的量化码本的发射器 来解码，以获得变换的系数的估计，即量化的变换的系数。基于对应 变换的系数的相对方差，以如接收器中相同的方式来计算每个量化器 的速率或分辨率。随后，将逆变换应用到量化的变换的系数以获得频 域信道响应的量化版本。基于此信道信息，能在发射器计算在每个频 率的信道质量指标(CQI)和/或每流编码速率、最佳预编码器。


图1示出一个示范通信系统。
图2示出使用自适应反馈方案的一个示范通信系统。 图3示出使用自适应反馈方案的一个示范通信系统。 图4示出根据一个实施例的用于将信道质量反馈编码的一个示范 方法。
图5示出根据一个示范实施例的用于将信道质量反馈解码的一个 示范方法。
图6示出用于OFDM系统的一个示范反馈编码器。 图7示出用于OFDM系统的一个示范反^t解码器。 图8示出用于图6所示OFDM反^t编码器的一个示范变换处理器。
图9示出用于图7示OFDM反々赍解码器的一个示范变换处理器。
图10示出根据本发明的MIMO系统的性能。
图11示出图6和7中所示自适应反馈方案的性能。
具体实施例方式
现在参照附图，在图1所示的多天线通信系统10的上下文中描述 本发明的示范实施例。多天线通信系统10可例如包括多输入单输出 (MISO)系统或多输入多输出(MIMO)系统。然而，本领域的4支术人员将认识到，公开的实施例所示出的原理能在其它类型的通信系统中应 用。
多天线通信系统10包括通过通信信道14将信号发射到第二站16 的第一站12。第一站12在本文中称为发射站，而第二站16称为接收 站。本领域的技术人员将理解，第一站12和第二站16可各自包括发 射器和接收器以用于双向通信。从发射站12到接收站16的链路称为 下行链路。从接收站16到发射站12的链路称为上行链路。在一个示 范实施例中，发射站12是无线通信网络中的基站，而接收站16是移 动台。本发明可用于例如在WCDMA系统中的高速下行链路分组接入 (HSDPA)信道上将数据从基站12发射到移动台16。
发射站12将信号从多个天线发射到可包括一个或多个接收天线 的接收站16。与在发射和接收站12、 16均采用单个天线的单天线通 信系统相比，如果发射站12具有关于从发射站12到接收站16的信 道14的信道响应的详细知识，则系统容量的增益能够实现。接收站 16计算从发射站12到接收站16的信道14的估计，并通过反馈信道 18将信道状态反馈发射到发射站12。然而，将详细的信道信息从接 收站16反馈到发射站12消耗反向链路上的宝贵带宽，这些带宽在其 它情况下能用于携带用户数据。在多天线系统中，信道状态反馈的量 随着发射和接收天线对的数量而显著增加。
图2示出在发射站12的示范发射器100和在接收站16的接收器 200。接收器200使用矢量量化技术来降低信道状态反馈。为清晰起 见，假设通信系统10在发射站12采用多个天线，在接收站16采用 单个天线。本文中所述的原理容易扩展到在接收站16采用多个天线 的情况。
发射站12 (例如，基站)将发射信号处理器102生成的信号
""DL,-i发射到接收站16 (例如，移动台)。有M个下行链路信道 (每个发射天线一个)。从发射站12到接收站16的下行链路信道假 设为是线性时不变信道，具有时域中的信道响应^(0和频域中的信道响应Gm(/)。在接收站16接收的基带信号K0表示为
ik,")*W)]+v")
'"=1 , 寺式1
其中，*表示巻积，并且v(,)是基带噪声。第m个下行链路信道可建模 为
"i ， 等式2
其中，"^是来自第m个天线的信道的信道系数，并且^是延迟。在 接收站16的信道估计器204根据以下等式生成第m个下行链路信道 的估计
"1 , 等式3
其中，m=l,...，M,并且j;是用于量化延迟^的采样间隔。注意，等
式3中的0不必等于等式2中的尺。信道估计fe"'(0^-i被提供到接 收信号处理器202以用于将接收的基带信号々)解调。另外，信道估
计fe", (/)}'二1被输入反馈编码器206。反馈编码器206从信道估计器204
接收信道估计^,"(/)}:，将^,"(0};::=1中的信道系数量化，并且将量
化的信道系数反馈到发射站12。
来自 一个发射天线的用于下行链路信道的估计的信道响应会"，G) 能在概念上通过g个非零抽头系数与离散时间有限脉冲响应滤波器
相关4关，例如，
S , 等式4
其中，m = l,....M。因此，将fe"'""二传递到发射站12的问题相当 于传递^' ["]}"'=|的问题。
图2所示的实施例使用自适应量化技术，该技术将更大数量的比
12特指派到更重要的信道抽头，将更少的数量指派到更不重要的信道抽 头。比特分配是基于信道抽头的长期统计(例如信道抽头的方差或相 对功率)自适应计算得出，以便对于可用比特的总数量，结果量化信 道响应的预定失真测量最小化。使用两个逻辑反馈信道低速率反馈
信道18a (慢反馈信道)反馈比特分配，更高速率反馈信道18b (快反 馈信道)反馈信道抽头的量化系数。在此实施例中，在量化前收集信 道统计(例如，信道抽头的方差)。有关为每个信道抽头的量化分配 的比特数量的信息通过慢反馈信道18a定期发送回发射站12。有关每 个特定信道实现的估计的量化版本(根据当前比特分配)的信息通过 快反馈信道18b定期发送回。
反馈编码器206包括多个多速率或可变速率矢量量化器212、度 量计算器214和速率控制器216。可变速率矢量量化器212单独为每 个信道14量化信道系数。基于对应信道抽头的统计，单独选择每个 量化器212的分辨率或速率。度量计算器214计算每个信道14的每 个信道抽头的统计，如方差，并将信道抽头统计提供到速率控制器 216。在此实施例中，在量化前计算信道统计。速率控制器216确定 分配到每个量化器212的比特的数量。分配到量化器212的比特的数 量等同于量化器212的分辨率或速率。量化的信道系数通过快反馈信 道18b发射到发射站12。速率控制器216确定的比特分配通过慢反馈 信道18a反馈到发射站12。备选的是，速率控制器216能反馈来自度 量计算器214的信道统计，并且比特分配能在发射站12从这些统计 计算得出。
在发射站12的反^t解码器104包括多个量化解码器110和速率控 制器112。量化解码器110基于在快反馈信道18b上接收的接收比特， 生成量化的信道系数的估计。解码速率或分辨率由速率控制器112基 于来自接收站16处的速率控制器216的比特分配的反馈而确定。备 选的是，接收站16处的速率控制器216能反馈来自度量计算器214 的统计度量，并且在发射站12的速率控制器112能计算对应的比特图3示出消除慢反馈信道18a的一个实施例。在图2和3中使用 相同的引用标号来指示相同的組件。在图3所示实施例中，发射站12 计算假设为与用于下行链路信道的统计相同的上行链路信道的信道 统计，并从信道统计来确定比特分配。这种情况下，信道统计在量化 后收集，以便在发射站12和接收站16均能生成相同的统计。本领域 的技术人员将理解，用于计算当前速率控制期间中的比特分配的度量 将用于确定下一速率控制期间中的比特分配。度量计算器214基于量 化的信道系数为每个信道抽头计算统计(例如，方差)。方差或其它 统计供应到速率控制器216,其为可变速率矢量量化器212确定比特 分配。在发射站12的反馈解码器104接收量化的信道系数。度量计 算器214使用当前速率控制期间中接收的量化的信道系数来计算用于 下一速率控制期间的比特分配。在前面的速率控制期间中计算得出的 比特分配由量化解码器用于确定量化的信道系数的估计。
在图2和3所示的实施例中，可计算用于Q个信道抽头的比特分 配，以便如下所述将估计的信道响应与其量化的版本之间的均方差最
小化。假设^.*和4"分别表示估计的信道抽头"""的实部和虚部，并
且假设^ =^"，""，"2，""2,A"'"V"'，a,",i)表示第k个矢量信道抽
头。假设仏(.)表示维度2M的矢量量化器212,具有用于量化^的 M个量化点。将&(.)的源编码率定义为i^K2M)"log2A/)t，这表示为 量化5*的每个(实值)元素而分配的比特数量。目标是查找最佳比特 分配矢量R- (i^， 7 2，...，/ 2)以便将表示如下的所有信道抽头的均方失真 之和最小化<formula>formula see original document page 14</formula>
k=l ,， 等式5
用于信道抽头的失真"(A)表示为'D(^) = ￡||、—"(Wlf。 等式6
由于失真D(A)是A的高度非线性函数，因此，上述最佳化问题 难以完全解决。然而，为D(i fc)使用由下式给出的Bennett-Zad。r-Gersho渐
近公式能得出好的近似解
Z)(A)《2-^^、， 等式7
其中，hl，2，…必^是矢量信道抽头屺的方差，并且^是取决于^的 联合概率密度A(.)和量化器込(O的一些设计特性的量。将等式7代入 等式5中得出，将D(i )最小化的最佳矢量及的分量表示如下
2 (n^j>》l/e， 等式8
其中h 1, 2.. ..,g。项"=2 'ZL ^表示每矢量信道抽头分配的比 特的平均数量。
*支设{^}的元素对于所有&是同分布的，但其方差除外(例如， 对于某 一 归 一 化密度函数p(x)， 对于所有 A , A W = CT厂'P"'/ ))，并且对于所有&量化器{^(.)}具有相 同的设计特性，则{^}对于所有A是相同的。这种情况下，等式8简 化为
=i + log
U ， 等式9
其中hl，2…"2。
为了根据信道抽头系数的方差以不同速率来量化信道抽头系数， 接收站16和发射站12必须分别存储不同源编码速率的多个量化器的 编码器206和解码器104。由于使用等式9计算得出的速率可能不完 全匹配可用速率，因此，在计算速率{7^}时可执行某些舍入运算。为 了确保在舍入后总速率将不超过反馈信道18的容量，能将用于信道 抽头的速率按顺序计算为<formula>formula see original document page 16</formula>
其中，^=1, 2，...，g,并且A表示A由于舍入的近似值。可观察到，在
对于所有户1,2,...，^1， &=^的情况下，通过等式9和等式10计算 得出的A将相同。为了确保良好的性能，优选的是以对应信道抽头方 差的降序来计算速率，并使用舍入运算，以便确保主要信道抽头有适 当数量的比特。
根据等式8和9的比特分配的计算代表本发明的一个示范实施例， 该实施例基于每个信道抽头的标准偏差Q与所有信道抽头的标准偏 差的几何均值的比率。本发明的其它变化包括根据以下等式、基于信 道抽头的方差的某一函数的算术均值来计算比特分配
^户1 ， 等式ii
其中，hl,2，…,g,并且V八"W表示单调递增函数的集合。例如，当 力O0-log0v、'W时，等式11与等式8相同。备选的是，当对于所有&,
/*00 = ^时，比特分配基于每个信道抽头的标准偏差^相对于平均标
准偏差的相对量值来计算。
更一般来说,如果s表示有关信道响应的某一长期统计(例如， 在优选实施例中，s= (of，o"22，…0^))，则用于不同信道抽头的比特 分配的计算能表示为
尺一 + Aa(s)-^IX(s)
2;'=', 等式12
其中，hl,2,…,Q，并且A".)表示为第t个信道抽头设计的某一比特分
配函数。等式12能根据以下等式按顺序计算<formula>formula see original document page 17</formula>, 等式13
其中，^1,2,…,g，并且夂表示i ;由于舍入的近似值。
如上所述，为了实现本发明，发射站12和接收站16必须实现具 有不同速率和失真级别的多个编码器和解码器，以便能根据测量的统 计来提供不同级别的量化。备选的是，能使用单个树状结构矢量量化 器(TSVQ)来提供不同级别的量化。用于TSVQ的编码器存储深度为d
-1的超平面的平衡编码树，即，由比特序列beW，1^'索引的树的每 个节点对应于多维超平面的法(列)矢量Pb和阔值^。例如，树的深
度可选取为d=2M0i 。给定(估计的)矢量信道抽头S"编码过程通 过对应的超平面(p , w)在树的根节点开始，并且计算
<formula>formula see original document page 17</formula>等式14
其中，w(x)表示一比特标量量化器，其输出在xX)时等于一，或在" 0时等于零。在下一级，编码器206使用对应于6[1]的值的超平面
PW"."AIII来计算
<formula>formula see original document page 17</formula>等式15
编码器206在后续的级重复此过程并计算
<formula>formula see original document page 17</formula>等式16
其中，ZK肌响，…，6["-i])，直至达到为量化礼所分配的比特数量 A。此时，编码器206输出用于矢量信道抽头〈的A比特序列O[l],
<formula>formula see original document page 17</formula>
在收到编码的比特序列讽l], 6[2],…，6[A])后，TSVQ的解码器 104基于深度为d的解码树来生成量化的信道抽头、解码树的节点 在每级包含具有对应量化级别的量化的信道抽头。在每级使用的超平 面取决于在前面级计算得出的输出比特。另外，在TSVQ中使用的超平面(以及量化的矢量的对应解码树)被设计成匹配5*的统计分布。
在实际的通信系统中，信道抽头可从一个反馈时刻到另一个反馈 时刻緩慢变化。因此，可使用信道抽头的差分量化。在此情况下，本 文中所述的原理能结合任何差分量化方案来操作以量化从一个时刻 到另 一时刻的信道抽头中的改变。
本发明的原理能应用到正交频分复用(OFDM)系统。在OFDM系 统中，频域基带接收的信号可建模为
r[W二H,[A:]s[/r] + 、v[/:]， 等式1
其中，^=1,2,...,M Hy[A:]是^x"r矩阵，表示MIMO信道响应，r[&]是 接收的信号，sM是发射的信号，并且w阅是在分别具有"r个发射天 线和^个接收天线的OFDM无线通信系统中在第A个副载波频率的 噪声加干扰分量。噪声分量w阅假设为在统计上跨频率独立，但表示 为R、vWs4w[/0wW^的其协方差矩阵可随频率变化，其中，五{.}表
示括号内的量的期望值。
接收站16估计信道(Hy[A^和噪声方差RW[A]。白化信道响应定义
为
H,["sR;;〃2MH,m， 等式18
其中yb=l，2,…，从假设巧W的某些二阶统计在发射站12可用。例如， 二阶信道统计在接收站16能通过在某个时期间观察到的许多实现上 求均值来收集，并随后如上所述通过慢反馈信道18a发送到发射站12。 备选的是，当噪声谱较平坦时，也可使用正向和反向信道14上的信 道统计的互易属性，在发射站12直接计算至少部分信道统计。
图4示出才艮据一个实施例的示范方法50,由反馈编码器206执行, 用于将信道估计编码。反馈编码器206从信道估计器204接收信道估 计，并为每个信道系数计算统计(例如，方差)(框52)。速率控制 器216基于信道统计来确定用于多速率量化器212的对应集合的速率 (框54)。多速率量化器212随后基于信道系数的统奸，以速率控制器确定的速率来单独量化相应的信道系数(框56 )。在一些实施例中， 在量化之前当前速率控制期间中计算得出的统计用于确定源编码速 率。在其它实施例中，当前速率控制期间中在量化后计算得出的统计 用于确定用于下一速率控制期间的源编码速率。
图5示出才艮据一个示范实施例的示范方法60,由反^t解码器104 执行，用于将信道估计解码。用于反馈解码器104的速率控制器112 确定用于多个量化解码器110的源编码速率。量化解码器110随后使 用速率控制器基于比特分配反馈而确定的速率，将信道估计解码(框 64)。在一些实施例中，能基于从反馈编码器206的比特分配或信道 统计的反馈来确定速率(框62)。在其它实施例中，基于量化的信道 估计的反馈在当前速率控制期间中计算得出的统计可在后续的速率 控制期间中用于为量化解码器110确定速率。
图6示出用于OFDM系统中的接收站16的示范反馈编码器300。 反馈编码器300包括白化滤波器302、变换处理器304、缩放单元306、 度量计算器308、速率控制器310及可变速率矢量量化器312。来自
信道估计器204的频域信道响应(HJ""J和噪声协方差矩阵《Rw[^ 被输入白化滤波器302。白化滤波器302先通过根据等式18、由噪声 协方差的对应平方根将在每个频率的信道响应解相关，执行白化运算
以生成白化信道响应。白化信道响应随后如下面更详细
描述地由变换处理器304变换成复值系数的矢量Xz(A，^2，…，^ )， 其中，"c表示变换的信道系数的数量。缩放单元306将X中变换的信 道系数通过其对应的标准偏差进行缩放。经缩放和变换的信道系数随 后由对应的可变速率(或可变分辨率)矢量量化器312来单独量化。 矢量量化器312基于例如具有单位方差的零均值IID高斯样本，被离 线设计用于不周速率(或分辨率)。矢量量化器312可例如包括二维 矢量量化器。备选的是，更高维矢量量化器312也可用于联合量化两 个或更多变换的系数。用于量化每个变换的系数的速率(或分辨率)基于频域信道系数 的方差的集合而自适应地选择。度量计算器308计算变换的信道系数 的方差。速率控制器310基于信道系数的方差，确定用于每个矢量量
化器312的比特分配。例如，给定总比特预算S諭,，用于量化系数A 的比特数量^可根据以下等式来选取
、乂
等式19
如等式19所示，分配到特定系数的比特的数量取决于其方差相对于 所有方差的几何均值有多大。在量化后，编码的比特经由快反馈链路 18b被发送到发射站12。
图7示出在用于OFDM系统的发射站12的反馈解码器400。反 馈解码器400颠倒在接收站16的反馈编码器300应用的操作以生成 白化信道响应^,[^的量化的估计^^[it]1。反馈解码器400包括多个 多速率解码器402、缩放单元404、逆变换处理器406及速率控制器 408。基于接收的比特，量化解码器402生成变换的信道系数的估计。 速率控制器408向每个解码器402指示比特分配，这确定解码器402 的速率或分辨率。量化解码器402使用的比特分配由速率控制器408 以与接收站16相同的方式、基于变换的系数的相对方差来计算，相 对方差又能从接收站16通过慢反馈信道18a提供的统计信息来得出。 缩放单元404将变换的信道系数的估计通过其相应的标准偏差进行缩 放。最后，逆变换处理器406对变换的系数的缩放的复制品应用逆变 换，以产生白化信道响应^,[^的量化版本(豆)[^。
用于将链路和系统容量最大化的许多重要的量能从量化的白化信 道响应^)[A:]1得出。例如，表示为P阅、将在第A个频率的链路容量
最大化的最佳预编码器能根据以下等式计算P[々]=UH[/(]D(Pl["，P2[W,..'，A'7.[W)， 等式20
其中，UH阅表示矩阵，其列是矩阵豆〉[W"H〉["的本征矢量，并且
D(p)m，^m，…，;v[/:])表示具有对角元素^M:]n的对角矩
阵，对角元素表示如下
0 否则， 等式21
其中，户1，2，…，"r，"义ii，'["K':i是B〉[""H〉"]的对应本征值的集合，
以及选择;《>0使得1/='/^[" = 1。另外，^w"也可用作跨不同频率和
不同本征模式的信道质量指标(CQI),其通常需要用于资源调度和链路 白适应。
图8示出用于变换白化频域信道响应(H/[W^-i的变换处理器
304的操作。变换处理器304执行白化信道响应《H/[们^-i到变换系 数的矢量X的二维线性变换，以实现信道系数的显著压缩。如图8所
示，频域白化信道响应(H/[^^-i先通过逆快速傅立叶变换(IFFT)运
算而转换成时域白化信道响应(H'Wd。取决于系统的最大延迟张 开，时域响应随后可被截断到表示为『<={1,2,...，^的时间索引的窗口 内的更少数量的信道抽头。结果的信道响应风["化，s"'的每个信道抽头 如下所述进一步在空间上进行变换，以获得变换的矢量信道抽头的集 合(X["]U,'，该集合随后堆叠以形成变换的系数矢量 X"ec(X[l]'X[2]'….X[1『1])，其中网表示『中索引的数量。
才艮据本发明的实施例之一，空间变换根据X["] = U;vec(TI'[":D为 所有we『进行，其中，U^表示矩阵，包括白化信道响应的完整"一V 乘 'V相关矩阵的本;f正矢量，该完整相关矩阵由下式'给出 "=￡
, 等式22 其中，vec(A)表示通过将A的所有列堆叠成单个矢量而形成的矢量。 矩阵Ura能使用慢反馈信道18a反馈到发射站12,或备选的是， 它可使用上行链路上的测量来估计。此变换对应于空间信道抽头上的 完整Karhunen-L。eve变换(KLT)。除Ur及外，发射站12还需要X[打]的每 个分量的方差，其也能通过慢反馈信道18a使得对于发射站12可用， 以便为给定比特预算来计算源比特的适当分配。
根据另一示范实施例，空间变换根据X[77] = vec(H,[/7]U。为所 有we『进行，而Ur表示矩阵，使用 乘"7"发射信道相关矩阵^本
征矢量，而不是①Ml的本征矢量。发射信道相关矩阵①TX表示如下
u-，
等式23
注意，发射信道相关矩阵0^能从完整信道相关矩阵Ofun得出。具体 而言，第i行和第j列中的①ra的元素由(Dfim中对应的"w乘"/f子矩阵
的迹来给出，例如，[①"TX]" 二"'t①fii"]i+(,'-1)"A"" A'，I+U-1)"A、々"化、丄其中， 的每个分量的方差，其能通过慢反馈信道18a使得对于发射站12可用， 以便为给定比特预算来计算源比特的适当分配。
根据另一个实施例，空间变换根据X["] = vec(U^ H,["]仏')为所 有we『进行，其中，仏表示矩阵，具有由下式给出的^乘 接收信 道相关矩阵的本4正矢量
巾RX = E
等式24矩阵①RX能通过将大小为W乘^的①础的对角子矩阵相加而从①M得
①RX = Xl[Ofull]l+(,.-l)"战:Z"w.,l+(卜l),'^:,'"w、， 出，例》口， '=1 '。
类似于Ur，矩阵能使用慢反馈控制信道18a反馈到发射站12， 或备选的是，它可使用反向链路上的测量来估计。除Ur和l^外，发 射站12还需要X[n]的每个分量的方差，其也能通过慢反馈信道18a 使得对于发射站12可用，以便为给定比特预算来计算源比特的适当 分配。
根据仍有的另 一个实施例，空间变换根据X["] = vec( Hf ["] Ww )
来进行，其中，Ww表示IFFT变换矩阵，在第/行和第乂列的其元素
由exP("'2匆'/W给出。在此情况下，发射站12还需要X["]的每个 分量的方差，其也能通过慢反馈信道18a使得对于发射站12可用，以 便为给定比特预算来计算源比特的适当分配。
在发射站12,如图9所示，对复制的变换的系数应用逆变换以获
得频域白化信道响应的复制品。量化的变换的矢量X'首先划分
成量化的变换的矢量信道抽头的集合(X'^》"e、v。随后，对每个抽头
X'["]应用逆空间变换以产生对应的时域量化白化信道响应H,'["]。随
后，对白化信道响应(H/'["仏e"'进行零填充以形成^;["化L,其随后通
过FFT运算变换回到频域中以生成域量化的白化信道响应{^["}二 。 注意，对于具有小方差的信道抽头，可忽略图6和7所示的截断 和零填充操作，这是因为对于此情形， 一般将不分配源比特。
在此小节中，我们通过MIMO-OFDM系统来展示本发明的性能 益处。总系统带宽布li殳为5MHz， FFT大小为512。占用的副载波的 数量为300，这些副载波平均地分成25个块(每个块12个副载波)。 副载波间隔为15kHz。性能在微小区环境中通过具有行人B信道简档 (channel profile )的3GPP空间信道模型来仿真。
图10通过四个发射天线和两个接收天线示出本发明的性能。具体而言，它绘出作为比特预算的函数的、实现发射站12已具有瞬时信 道状态的精确知识的理想情况与瞬时信道状态在反馈到发射站12之 前使用本发明进行压缩的情况之间的某个各态历经容量级别(例如，
5比特每信道使用)所要求的SNR级别中的差异。比特预算根据系统 中可用的块的凄t量进4亍归一化。如图10所示，通过不同的空间变换， 利用信道矩阵的不同元素之间的空间相关在降低快反馈的量方面是 4艮有益的。例如，要实现在理想闭环容量的ldB内，如果只跨不同时 域信道抽头应用不均匀的比特分配跨越(bit-allocation across )而无S 间变换，则要求每块大约3.5比特(对应于整个频带上总共3.5x25 63 比特)。然而，如果如前面部分中所述对每个信道系数应用固定FFT 变换，则仅要求每块少于2比特(对应于整个频带上总共50比特) 以实现在理想闭环性能的1 dB内。此外，如果转而应用在前面部分中 所述的KLT空间变换之一，则仅需要每块少于1比特(对应于整个频 带上总共25比特)以实现在理想性能的1 dB内。如果在反向链路中 每块2比特(对应于总共50比特)是负担得起的，则能实现在理想 闭环性能的0.5 dB内。
图11进一步示出在假设四个发射天线和一个接收天线的情况下 图4和5中所示的自适应反馈方案的性能。这种情况下，如果只跨不 同的时域信道抽头使用不均勻的比特分配而无空间变换，则要求每块 大约2比特(对应于整个频带上总共2 x 25=50比特)以实现在理想 闭环容量的1 dB内。然而，如果如前面部分中所述对每个信道系数应 用固定FFT变换，则仅要求每块大约1比特(对应于整个频带上总共 25比特)以实现在理想闭环性能的1 dB内。此外，如果应用前面部 分中所述的KLT空间变换之一，则仅需要每块大约0.4比特(对应于 整个频带上总共10比特)以实现在理想性能的1 dB内。如果在反向 链路中每块1比特(对应于总共25比特)是负担得起的，则能实现 在理想闭环性能的0.5 dB内。
当然，在不脱离本发明的本质特性的情况下，本发明可以不同于本文具体陈述那些方式的其它方式来实现。所呈现的实施例在所有方 面均要视为说明性的而不是限制性的，并且在随附权利要求的意义和 等效范围内的所有更改旨在涵盖在其中。
权利要求
1.一种量化信道状态反馈的方法(50)，其特征在于确定关于多个信道系数的统计(52)；以及以基于所述统计确定的速率来单独量化所述多个信道系数(54，56)。
2. 如权利要求1所述的方法(50)，还包括变换所述信道系数以 创建变换的信道系数。
3. 如权利要求2所述的方法(50),其中变换所述信道系数以创 建变换的信道系数包括将频域信道系数变换成时域信道系数； 选择预定延迟张开内的时域信道系数；以及 将所述选择的时域信道系数变换成本征域信道系数。
4. 如权利要求1-3的任一项所述的方法(50)，其中确定关于多 个信道系数的统计包括确定关于每个信道系数的单独统计。
5. 如权利要求4所述的方法(50)，其中所述单独统计包括所述 信道系数的相对功率。
6. 如权利要求5所述的方法(50),其中所述速率以所述相对功 率的降序来确定。
7. 如权利要求4所述的方法(50)，其中所述单独统计包括与所 述信道系数相关联的方差。
8. 如权利要求7所述的方法(50)，其中所述速率以所述方差的 降序来确定。
9. 如权利要求1-8的任一项所述的方法(50)，其中基于当前速 率控制期间中收集的统计来确定所述速率，以及其中在所述当前速率 控制期间中所举信道系数的量化之前计算所述统计。
10. 如权利要求9所述的方法(50)，其中所述速率通过慢反馈 信道来发射，以及其中所述量化的信道系数通过快反馈信道来发射。
11. 如权利要求1-10的任一项所述的方法(50),其中基于前面 的速率控制期间中收集的统计来确定所述速率，以及其中在所述前面 的速率控制期间中所述信道系数的量化之后计算所述统计。
12. 如权利要求11所述的方法(50),其中所述量化的信道系数 通过快反馈信道来发射。
13. 如权利要求l-12的任一项所述的方法(50),其中确定所述 信道系数包括白化所述信道系数。
14. 如权利要求1-13的任一项所述的方法(50),其中以基于所 述速率确定的速率来单独量化所述多个信道系数包括基于所述信道 系数的统计来缩放所述信道系数以及量化所述缩放的信道系数。
15. 如权利要求l-14的任一项所述的方法(50),其中以基于所 述统计确定的速率来单独量化所述多个信道系数包括基于所述统计来确定用于所述多个所述信道系^:的比特分配；以及以基于所述比特分配确定的速率来单独量化所述多个信道系数。
16. —种用于量化信道状态反馈的反馈编码器(206),所述反馈 编码器的特征在于度量计算器(214， 308 ),计算关于多个信道系数的统计； 多个多速率量化器(212， 312),以基于所述统计确定的速率来 单独量化所述多个信道系数；以及速率控制器(216， 310),确定用于所述量化器的所述速率。
17. 如权利要求16所述的反饿编码器(206)，还包括变换处理 器(304)以变换所述信道系数，从而创建变换的信道系数。
18. 如权利要求17所述的反馈编码器(206)，其中所述变换处 理器(304)将频域信道系数变换成时域信道系数，选#^员定延迟张开内 的所述时域信道系数，以及将所述选择的时域信道系数变换成本征域 信道系数。
19. 如权利要求16-18的任一项所述的反馈编码器(206),其中所述度量计算器确定关于每个信道系数的单独统计。
20. 如权利要求19所述的反馈编码器(206),其中所述单独统计包括所述信道系数的相对功率。
21. 如权利要求20所述的反馈编码器(206)，其中所述速率控 制器以所述相对功率的P争序来确定用于所述信道系数的所述速率。
22. 如权利要求19所述的反馈编码器(206)，其中所述单独统 计包括与所述信道系数相关联的方差。
23. 如权利要求22所述的反馈编码器(206)，其中所述速率控 制器(216, 310)以所述方差的降序来确定用于所述信道系数的所述 速率。
24. 如权利要求16-18的任一项所述的反馈编码器(206)，其中所 述速率控制器(216, 310)基于当前速率控制期间中收集的统计来确 定所述速率，以及其中在所述当前速率控制期间中所述信道系数的量 化之前计算所述统计。
25. 如权利要求24所述的反馈编码器(206),其中所述反馈编 码器(206)通过慢反馈信道来发射所述速率，并且通过快反馈信道 来发射量化的信道系数。
26. 如权利要求16-25的任一项所述的反馈编码器(206),其中所 述速率控制器(216, 310)基于前面的速率控制期间中收集的统计来 确定速率，以及其中在所述前面的速率控制期间中所述信道系数的量 化之后计算所述统计。
27. 如权利要求26所述的反馈编码器(206)，其中所述反馈编 码器(206)通过快反馈信道来发射所述量化的信道系数。
28. 如权利要求16-27的任一项所述的反馈编码器(206)，还包 括白化滤波器(302)以白化所述信道系数。
29. 如权利要求17所述的反馈编码器(206),还包括缩放单元 (306)以在量化前基于所述信道系数的统计来缩放所述信道系数。
30. 如权利要求16-29的任一项所述的反馈编码器(206),其中所述速率控制器(216, 310)基于所述统计来确定用于所述量化器的 比特分配。
31. 如权利要求16-30的任一项所述的反馈编码器(206),其中 所述多速率量化器(212, 312)包括基于所述统计设计的树状结构矢 量量化器的编码器。
32. —种将信道状态反馈解码的方法(60),其特征在于 单独确定用于多个信道系数的速率(62),其中所述速率是所述信道系数的统计的函数；以及以所述单独确定的速率将所述多个信道系数解码(64)。
33. 如权利要求32所述的方法(60),其中确定用于多个信道系 数的速率包括通过慢反馈信道从接收站接收所述速率。
34. 如权利要求32-33的任一项所述的方法(60)，其中确定用 于多个信道系数的速率包括通过慢反馈信道从接收站接收所述信道 系数的统计，并且基于所述接收的统计来计算所述速率。
35. 如权利要求34所述的方法(60),其中所述接收的统计包括 所述信道系数的方差。
36. 如权利要求32-35的任一项所述的方法(60)，其中确定用 于多个信道系数的速率包括测量所述信道系数的统计以及基于所述 测量的统计来计算用于所述多个信道系数的所述速率。
37. 如权利要求34所述的方法(60),其中第一速率控制期间中 测量的所述统计用于计算第二速率控制期间中的速率。
38. 如权利要求37所述的方法(60),其中所述统计包括所述信 道系数的方差。
39. 如权利要求32-38的任一项所述的方法(60),还包括变换 所述信道系数以创建变换的信道系数。
40. 如权利要求37所述的方法(60),其中变换所述信道系数以 创建变换的信道系数包括将所述信道系教变换成频域系数。
41. 如权利要求32-40的任一项所述的方法(60),还包括基于所述信道系数的统计来缩放所述信道系数并将所述缩放的信道系数解码。
42. —种用于将可变速率量化器量化的信道系数解码的反馈解码器(104)，所述反馈解码器的特征在于速率控制器(408),确定用于多个信道系数的对应速率；以及量化解码器(402),以所述速率控制器(408)确定的速率将所述多个信道系数单独解码。
43. 如权利要求42所述的^J责解码器(104),其中所述速率控制器(408)通过在慢反馈信道上从接收站接收所述速率，确定用于多个信道系数的所述对应速率。
44. 如权利要求42-43的任一项所述的反馈解码器(104),其中所述速率控制器(408)通过在慢反馈信道上从接收站接收所述信道系数的统计，并基于所述接收的统计来计算所述速率，从而确定用于多个信道系数的所述对应速率。
45. 如权利要求44所述的反馈解码器(104),其中所述接收的统计包括所述信道系数的方差。
46. 如权利要求42-45的任一项所述的反馈解码器(104)，其中所述速率控制器(408)通过测量所述信道系数的统计并基于所述测量的统计来计算所述速率，确定用于多个信道系数的所述对应速率。
47. 如权利要求46所述的反馈解码器(104)，其中所述速率控制器(408)测量第一速率控制期间中的所述统计，并在第二速率控制期间中基f所述测量的统计来计算所述速率。
48. 如权利要求47所述的反馈解码器(104),其中所述统计包括所述信道系数的方差。
49. 如权利要求42-48的任一项所述的反馈解码器(104),还包括变换处理器(406)，用于在解码前变换所述信道系数以创建变换的信道舉数。
50. 如权利要求49所述的反馈解码器(104)，其中所述变换处理器(406)将所述信道系数变换成频域系数。
51. 如权利要求42-50的任一项所述的反馈解码器(104),还包括缩放单元(404)，用于基于所述信道系数的统计来缩放所述信道系数并将所述缩放的信道系数解码。
52. 如权利要求42-51的任一项所述的反馈解码器(104)，其中所述量化解码器(110)使用树状结构的矢量量化器的解码器来实现。
全文摘要
一种可变速率矢量量化的方法降低信道状态反馈的量。确定通信信道的信道系数，并且计算信道抽头的二阶统计(例如，方差)。基于系数统计来确定用于信道抽头的比特分配。以基于所述比特分配确定的速率来单独量化信道抽头。
文档编号H04L1/00GK101689969SQ200880024457
公开日2010年3月31日 申请日期2008年7月11日 优先权日2007年7月13日
发明者D·会, L·克拉斯尼 申请人:艾利森电话股份有限公司