接收器和方法

专利名称：接收器和方法
技术领域：
本发明涉及用于接收正交频分复用(OFDM)符号的接收器以及方法，OFDM符号中 的至少一些包括多个数据承载子载波和多个导频(pilot)承载子载波。
背景技术：
存在利用正交频分复用(OFDM)来传输数据的无线电通信系统的许多示例。被布 置为例如根据数字视频广播(DVB)标准进行操作的系统使用OFDM。OFDM通常可被描述为 提供被并行调制的K个窄频带子载波(其中K为整数)，每个子载波传输经调制的数据符 号，例如正交幅度调制(QAM)符号或正交相移键控(QPSK)符号。对子载波的调制是在频域 中形成的，并被变换到时域以用于发送。由于数据符号在子载波上被并行传输，因此，相同 的调制符号可在每个子载波上被传输扩展时段，该扩展时段可以长于无线电信道的相干时 间。子载波同时地被并行调制，以使得经调制的载波以结合方式形成OFDM符号。因此，OFDM 符号包括多个子载波，这多个子载波各自被利用不同的调制符号同时调制。为了在接收器处辅助检测并恢复数据，OFDM符号可以包括导频子载波，导频子载 波传输接收器所知的数据符号。导频子载波提供相位和定时基准，该相位和定时基准可用 来估计OFDM符号所经过的信道的脉冲响应，以辅助检测和恢复接收器处的数据符号。在一 些示例中，OFDM符号包括连续导频(CP)载波和离散导频(SP)两者，连续导频(CP)载波保 持在OFDM符号中的相同相对频率位置处。SP在连续符号之间改变其在OFDM符号中的相对 位置，这提供了在减少冗余的情况下更精确地估计信道的脉冲响应的能力。在一些系统中，导频子载波的位置和性质逐OFDM符号而不同。因此，需要在接收 器中适应(accommodate)这些变化以生成信道的精确信道响应。

发明内容
根据本发明的一个方面，提供了一种用于接收经由信道发送的OFDM符号序列的 接收器。每个OFDM符号包括用于发送数据的多个数据承载子载波以及用于发送导频数据 的多个导频承载子载波。导频子载波根据导频子载波图案遍及该序列的OFDM符号被分布。 接收器包括信道估计器，并且信道估计器包括导频数据提取器，用于从每个OFDM符号的 导频子载波中提取导频数据；导频数据外推器，用于基于从导频数据子载波提取出的导频 数据生成外推导频数据；以及导频数据内插器，可操作来通过在外推导频数据之间在时间 和频率上进行内插来处理导频数据，以产生信道的估计。该接收器还包括不连续性检测 器，用于检测经信道估计器处理的导频数据中的不连续性，以及控制器，该控制器在由不连 续性检测器检测到导频数据不连续性时，可操作来向信道估计器提供控制信号，该控制信 号使得导频数据提取器、导频数据外推器和导频数据内插器中的至少一个对导频数据中的 导频数据不连续性进行补偿。导频数据外推器在时间和频率域中根据先前接收的所提取导频数据生成信道的 估计样本。
在一些实施例中，导频数据内插器包括在频域进行内插的频率内插器和在时域进 行内插的时间内插器。诸如DVB-T2之类的一些OFDM系统包括如下多个特征，这些特征可能导致在接收 器处提取的导频数据中的不连续性。为了适应导频数据中的不连续性，根据本发明的一个 方面，检测器被提供用于检测接收器处的导频数据不连续性并且控制器被提供用于确保在 导频数据中的不连续性被检测到时，信道估计器中的至少一个部分被适配(adapt)以适应 该不连续性。在本发明的一个实施例中，不连续性检测器可操作来检测经导频数据内插器处理 的导频数据中由导频数据外推器的初始化引起的不连续性，该导频数据外推器的初始化引 起了生成外推导频数据时的延迟。控制器可操作来向信道估计器发送控制信号，控制信号 使得导频数据内插器暂停基于先前外推出的导频数据与当前外推出的导频数据之间的内 插的信道估计，并且转而通过在仅预定时间段内提取出的导频数据之间进行频率内插来产 生信道估计，该预定时间段至少与导频数据外推器接收足够数目的OFDM符号以开始产生 外推导频数据所需的时间段相对应。在一些实施例中，导频数据仅在频域中被内插并且被反馈回到导频数据外推器的 输入。导频数据外推器基于从先前接收的符号提取出的导频数据来产生对将来导频数 据的估计。然而，当接收器最初被初始化时，在可以产生外推导频数据(并且因此在产生信 道估计)之前引起了延迟，这是因为导频数据内插器需要来自从其外推将来的导频数据的 “先前”符号的先前的导频数据。因此，根据本发明的此示例，控制信号使得导频数据内插器 适配其操作以仅利用预定时间段的频率内插(即，不进行需要外推导频数据的任何时间内 插)来生成信道估计。这意味着可以在初始化接收器以后更快地产生信道估计。在本发明的另一实施例中，不连续性检测器可操作来检测所接收OFDM符号序列 中的导频子载波图案中的不连续性。当检测到不连续性时，控制器可操作来向信道估计 器发送控制信号，控制信号使得导频数据提取器、导频数据外推器和导频数据内插器暂停 操作达与预定数目的OFDM符号相对应的时间段，以使得包括导频子载波图案不连续性的 OFDM符号不被信道估计器处理。由于DVB-T2包括不同长度的帧，因此，不可能一直逐帧地维持离散导频子载波图 案的“相位”。对导频子载波图案相位的扰乱可能使得传统的信道估计器出故障，该传统信 道估计器将不能跟踪离散导频子载波的位置并且转而将非导频子载波解释为离散导频子 载波。因此，通过布置不连续性检测器来检测导频子载波图案中的不连续性，信道估计器的 操作可在适当的时间时被暂停，因此，减少了信道估计故障的可能性。在本发明的另一实施例中，不连续性检测器被布置来检测导频数据不连续性是 否是由如下原因引起的未遵循导频子载波图案来布置导频数据，或者是由于一个或多个 OFDM符号未包括任何导频数据。这可能是所接收OFDM符号序列包括将来扩展帧(FEF)的 情况。当检测到导频数据是未遵循导频子载波图案来布置或者一个或多个OFDM符号未包 括任何导频数据时，控制器可操作来向信道估计器发送控制信号，该控制信号使得导频数 据提取器、导频数据外推器和导频数据内插器暂停操作达与预定数目的OFDM符号相对应 的时间段，以使得包含诸如FEF之类的不连续导频数据的OFDM符号不被信道估计器处理。
将来扩展帧(FEF)是包括在DVB-T2标准中的未经定义的帧，以使得根据该标准操 作的设备可在将来被适配以适应新类型的数据帧。然而，在所接收DVB-T2信号中包括FEF 可能通过引入导频数据不连续性而扰乱信道估计操作，这是因为FEF可能不遵循当前定义 的导频子载波图案或者根本未包括导频数据。根据本发明的此方面，通过暂停信道估计器 的操作直到FEF经过了接收器为止来克服了这个潜在问题。在本发明的另一实施例中，不连续性检测器被布置来检测包括了所接收OFDM符 号的导频子载波上的不连续导频数据的所接收OFDM符号，该不连续导频数据是在先前的 OFDM符号中未被反转(invert)的导频子载波上的经反转导频数据，或者是在先前的OFDM 符号中被反转的导频子载波上的未经反转的导频数据。当检测到不连续导频数据时，控制 器可操作来向信道估计器发送信号，该信号使得导频数据提取器、导频数据外推器和导频 数据内插器暂停操作达与预定数目的OFDM符号相对应的时间段，以使得不连续导频数据 不被信道估计器处理。DVB-T2提供了所谓的“多输入单输出”(MISO)传输模式，其中，两个不同版本的 DVB-T2信号从分离的天线被广播。在MISO模式中，从第二发送器发送来的每隔一个的OFDM 符号上的导频子载波相对于从第一发送器发送来的导频子载波被反转。在一些实例中，这 可以导致在某些导频子载波位置处逐OFDM符号接收的导频数据类型(经反转或未经反转) 的不连续。这在导频数据内插器中进行导频数据内插时可能引起问题。为了解决这个问题， 在检测到不连续导频数据时，信道估计器的操作被暂停达预定数目的OFDM符号，以使得不 连续导频数据不被信道估计器处理。在另一实施例中，不连续性检测器被布置来检测不连续导频数据，该不连续导频 数据是在先前的OFDM符号中未被反转的导频子载波上的经反转导频数据，或者是在先前 的OFDM符号中被反转的导频子载波上的未经反转的导频数据，如上所述。然而，在此实施 例中，接收器包括导频拷贝器，当导频数据不连续性检测器检测到不连续导频数据时，该导 频拷贝器被布置来通过利用来自与不连续导频数据所在的导频子载波相邻的导频子载波 的导频数据替代不连续导频数据，来在包含不连续导频数据的OFDM符号被滤波器和信道 估计器处理之前对包含不连续导频数据的OFDM符号进行适配。如上所述，在MISO模式中，可能由于不连续的经反转/未经反转导频子载波而弓I 起问题。为了解决这个问题，提供了导频拷贝器，其在包含不连续导频数据的OFDM符号被 信道估计器处理之前，利用来自相邻导频子载波的“非不连续”导频数据来替代不连续导频 数据。将在所附权利要求中限定本发明的各个其它方面和特征。


现在参考附图仅以示例的方式描述本发明的实施例，在附图中，相似的部分被提 供有相对应的标号，并且图1提供了示出典型DVB-T2发送器链的示意图；图2提供了指示典型DVB-T2帧结构的示意图；图3提供了示出典型DVB-T2接收器链的示意图；图4提供了示出一般的OFDM符号序列的示意图5提供了示出经外推(extrapolate)和内插(interpolate)以便生成信道估计 的典型DVB-T2 OFDM符号序列的示意图；图6和图7提供了信道估计器和校正器的示意图；图8提供了根据本发明布置的信道估计器和校正器的示意图；图9和图10提供了指示典型DVB-T2帧结构的示意图；图11提供了示出形成了典型DVB-T2 OFDM符号序列的两个T2帧的示意图；图12提供了图示出图11所示的两个T2帧之间的信道估计被暂停的示意图；图13提供了 MISO传输系统的示意图；图14a和14b提供了指示DVB-T2 MISO OFDM符号序列中的导频子载波外推和内 推的示意图。图15a和15b提供了指示DVB-T2 MISO OFDM符号序列中的导频子载波反转不连 续性的示意图；图16提供了指示经反转导频拷贝器对DVB-T2 MISO OFDM符号序列的操作的示意 图；图17提供了示出根据本发明一个示例布置的信道估计器和校正器的示意图，以 及图18提供了概述根据本发明的方法的流程图。
具体实施例方式OFDM发送器和接收器图1提供了例如可用于发送根据DVB-T2标准的视频图像和音频信号的OFDM发 送器的示例框图。在图1中，节目源1生成将由OFDM发送器发送的数据。视频构码器 (coder) 2、音频构码器4以及数据构码器6生成要发送的视频、音频和其它数据，这些视频、 音频和其它数据被馈送给节目复用器10。节目复用器10的输出形成了具有传输视频、音频 和其它数据所需的其它信息的复用流。复用器10将流提供到连接信道12上。可能存在被 馈送到不同分支A、B等的许多这样的复用流。为了简化，将只描述分支A。如图1所示，OFDM发送器在复用器适配和能量分散块22处接收流。复用器适配 和能量分散块22使数据随机化，并且将适当的数据馈送给对流执行纠错编码的前向纠错 编码器(encoder) 24。比特交织器26被提供来对经编码数据比特进行交织，经编码数据比 特对于DVB-T2的示例来说是LDCP/BCH编码器输出。来自比特交织器26的输出被馈送给 比特至星座映射器28，比特至星座映射器28将比特的群组映射到用于传送经编码数据比 特的调制制式的星座点上。来自比特至星座映射器28的输出是表示实分量和虚分量的星 座点标记(label)。星座点标记表示取决于所使用的调制制式而由两个或更多个比特形成 的数据OFDM符号。这些可称为数据单元(data cell)。这些数据单元经过时间交织器30， 时间交织器30的作用是交织从多个LDPC码字得到的数据单元。这些数据单元与由图1中的分支B和C经由其它信道31产生的数据单元一起由 帧构建器32接收。帧构建器32随后将许多数据单元形成为要在OFDM符号上传送的序列， 其中，OFDM符号包括多个数据单元，每个数据单元被映射到子载波中的一个。子载波的数 目取决于系统的操作模式，系统操作模式可以包括lk、2k、4k、8k、16k或32k之一，每个模式例如根据下表而提供不同数目的子载波
表1 每个模式中子载波的最大数目将在各个OFDM符号中运送的数据单元序列随后被传递给OFDM符号交织器33。 OFDM符号随后由OFDM符号构建器块37生成，OFDM符号构建器块37引入从导频和嵌入信 号形成器36馈送来的导频和同步信号。OFDM调制器38随后在时域中形成OFDM符号，该 OFDM符号被馈送给用于生成OFDM符号之间的保护间隔的保护插入处理器40，并且随后被 馈送给数模转换器42，并且最后被馈送给RF前端44中的RF放大器以最终由OFDM发送器 从天线46广播。对于DVB-T2系统，每个OFDM符号的子载波数目可以取决于导频子载波和其它保 留子载波的数目而变化。根据DVB-T2标准的“超帧”(super frame)的示例说明在图2中 示出。因此，在DVB-T2中，与DVB-T中不同，用于运送数据的子载波数目不是固定的。广 播公司可以从各自为每一 OFDM符号的数据提供一定范围的子载波的lk、2k、4k、8k、16k、 32k中选择一种操作模式，这些模式中的每种模式可用的最大子载波数目分别为1024、 2048、4096、8192、16384、32768。在0￥842中，物理层帧包括许多0 011符号。通常，如图2所 示，该帧开始于前导码或Pl OFDM符号，其提供了与DVB-T2部署的配置有关的信令信息，包 括对模式的指示。Pl OFDM符号后跟随了一个或多个P2 OFDM符号64，P2 OFDM符号64后跟 随了承载OFDM符号66的多个有效载荷。物理层帧的终止由帧结束OFDM符号(FCS) 68来标 明(然而，这是仅当模式不是仅径直频率内插模式并且不是PP8导频图案(pilot pattern) 的情况，如下所述)。下面将更深入地讨论DVB-T2帧结构。对于每种操作模式，子载波数目 可能针对每类OFDM符号而不同。此外，子载波数目可能根据带宽扩展是否被选择、音保留 (tonereservation)是否被使能以及根据选择了哪种导频子载波图案而针对每类OFDM符 号变化。图3提供了可以与本技术一起使用的接收器的示例图示说明。如图3所示，OFDM 信号由天线100接收并由调谐器102检测，并且由模数转换器104转换为数字形式。如下面 将进一步讨论的，在一些实施例中，接收到的OFDM可能是由两个单独的天线组发送的两个版本的OFDM符号的组合。保护间隔移除处理器106从所接收OFDM符号中移除保护间隔， 然后，利用与信道估计器和校正器110和嵌入信令解码单元111相组合的快速傅里叶变换 (FFT)处理器108来从OFDM符号中恢复数据。经解调数据从去映射器112被恢复，并且被 馈送给OFDM符号去交织器114，去交织器114操作来实现对所接收数据OFDM符号的逆映 射，以生成对数据进行了去交织的输出数据流。类似地，比特去交织器116逆转由比特交织 器26执行的比特交织。图3所示的OFDM接收器的剩余部分被提供来实现纠错解码118以 纠正错误并且恢复对源数据的估计。DVB-T和DVB-T2 OFDM符号包括可在接收器处用于同步和纠错的导频数据。导频 数据分布在每个OFDM符号的各子载波中，因此提供了多个导频子载波。在发送之前，导频 数据被以升高的功率电平并且以已知的相位和幅度来插入在每个OFDM符号中的导频子载 波上。因此，接收器可以将导频数据与帧同步和时间同步一起用来估计用于发送OFDM符号 的信道的信道响应。一旦接收器具有对信道响应的估计，就可将信道响应考虑在内来校正 所接收OFDM符号。导频子载波通常分布在每个OFDM符号中的各子载波中，因此，可在接收 器处估计到时间和频率二者上的信道响应的变化。DVB-T和DVB-T2的不同之处在于DVB_T 采用单个静态的导频子载波图案，而在DVB-T2中，存在八个导频子载波图案(PPl至PP8)， 每个图案被设计为利用特定的FFT大小与保护间隔组合来最佳地工作。DVB-T2 OFDM符号包括离散导频子载波、连续导频子载波和边缘导频子载波，其数 目和位置是由八个预先定义的导频子载波图案之一来定义的。连续导频子载波总是占据 OFDM符号内的相同子载波位置，而离散导频子载波的子载波位置逐OFDM符号而变化。这种 概念在图4中示出。边缘导频子载波位于每个OFDM符号的第一和最后一个子载波上，因此 是连续子载波导频。图4示出了在一时间段中发送的OFDM符号序列的前三十二个子载波。这些OFDM 符号形成了具有沿着水平轴示出的OFDM子载波(k)以及沿着垂直轴示出的OFDM符号在时 间中的位置(L)的二维网格401。每个个体圆圈表示特定OFDM符号上的特定子载波的值。 这些被称为单元(cell)。每个水平行的单元305表示OFDM符号的前32个子载波。如从 二维阵列401可见的，连续导频子载波403占据每个OFDM符号中的相同单元，而离散导频 子载波404的位置以重复周期随着OFDM符号的不同而变化。导频子载波的位置是根据上 面讨论的预先定义的导频子载波图案来确定的。每个DVB-T2导频子载波图案由如下两个 值来表征Dx和Dy。Dx表示各OFDM符号上的离散导频子载波之间的间距，并且Dy表示分 离具有在相同子载波位置中的离散导频子载波的OFDM符号的OFDM符号数目。图4所示的 OFDM符号序列示出了 Dx = 6并且Dy = 4的PP3导频子载波图案。信道估计为了使接收器成功地解调OFDM符号序列，例如图4所示的OFDM符号序列，应当估 计每个OFDM符号的每个子载波(换言之每个单元)的信道响应的样本。用于发送OFDM符 号的信道的频率(即，信道逐子载波地变化)和时间(即，信道逐OFDM符号地变化)将变 化。可以简单地通过将图4所示的导频子载波403、404的相位和幅度与用于发送它们的已 知相位和幅度相比较来导出与它们的时间和频率中的位置相对应的信道估计。然而，为了 提供针对数据承载子载波405的信道估计，必须使用从导频子载波上的导频数据导出的信 道估计。这可以通过利用包括外推和/或内插的处理来实现。
位于两个导频子载波之间的数据承载子载波的信道估计可以通过在从这两个导 频子载波提取出的导频数据之间进行内插来生成。对于一些导频子载波图案，简单地在 每个OFDM符号上的导频子载波之间进行内插足以产生每个数据承载子载波的信道估计。 这种在单个OFDM符号上的导频子载波之间的内插相当于仅在频域中的内插，因此，称为 频率内插。是否能够进行频率内插取决于所关注OFDM符号上是否存在足够的导频子载 波。这是因为遍及每个OFDM符号分布的导频子载波实际上等于对信道的离散采样。因 此，跨越OFDM符号分布的导频子载波必须与采样速率相对应，采样速率至少是在由子载 波表示的频率范围中的信道响应的内奎斯特极限。这在2009年2月的DVB文献A133的 5. 4 ι “Implementationguidelines for a second generation digital terrestrial television broadcastingsystem(DVB-T2)，，中作了进一步讨论。因此在一些状况下，来自单个OFDM符号的导频数据未提供可以用来生成每个子 载波的可靠信道估计的与信道有关的足够信息。在此情况中，可以采用时间-频率内插。在 时间_频率内插中，来自多个相邻OFDM符号的导频数据被用来提供针对给定OFDM符号的 另外的信道估计数据。然而，时间_频率内插可能要求需要考虑来自尚未接收到的OFDM 符号上的导频子载波的导频数据。在此情况中，可以采用导频数据外推。将参考图4和图 5进一步说明时间-频率内插。如上所述，图4示出了遵循PP3导频子载波图案的OFDM符号序列的前三十二个子 载波。PP3导频子载波图案未包含足够的导频子载波以便提供足够的导频数据从而允许基 于仅频率内插的合理信道估计。为了提供足够导频数据以执行单个符号上的导频子载波之 间的内插，需要子载波位置1^ = 0，1^ = 6，1^= 12，k= 18，k = 24，k = 30等(S卩，导频子 载波图案中离散导频子载波所在的每个子载波)处的导频数据。在图4中的L= 11处示出了最近接收到的OFDM符号305。可见，在此新近接收的 OFDM符号中，存在k = 0和k= 12处的导频子载波。然而，为了提供足够的导频数据以执 行导频子载波之间的频率内插，理想地，需要k = 6，k = 18，k = 24和k = 30处的导频数 据。为了实现此，来自先前接收的OFDM符号的导频子载波的导频数据被首先用来获得外推 出的导频数据。这将参考图5进行说明。图5示出了图4的OFDM符号序列，但是还包括已生成了其外推出的导频数据的、 迄今为止未接收到的“将来的”OFDM符号705部分，所述外推出的导频数据在与将来的离散 导频子载波404将位于的位置相对应的子载波位置704处。预测出的导频数据是基于对从 来自先前OFDM符号的导频子载波提取出的导频数据的外推的。一旦对导频数据的外推被执行并且生成了预测导频数据704，则子载波位置k = 0，k = 6，k = 12，k = 18，k = 24，k = 30处所需的导频数据可以通过时间内插来生成。考虑当前接收的OFDM符号305上k = 18处的子载波，对子载波k = 18的导频数 据的内插估计是通过在先前存储的针对先前OFDM符号L = 8获得的导频子载波位置k = 18处的外推导频数据与预测出的L = 12处的将来OFDM符号上的子载波位置k = 18处的 导频数据之间在时间上进行内插来生成的。类似地，子载波k = 30处的导频数据是通过在 先前存储的OFDM符号L = 10上的子载波k = 30的外推导频数据与预测出的L = 14处的 将来OFDM符号上的子载波位置k = 30处的导频数据之间进行时间内插而生成的。以这种 方式，可以生成子载波k = 0,k = 6,k = 12, k = 18, k = 24，k = 30的导频数据。一旦生成了这些子载波处的导频数据，就可以如上所述那样执行频率内插以提供针对每个子载波 的信道估计。实现上述时间内插的简单方法是利用线性内插。这可以通过首先导出两个加权因 子来实现，第一个加权因子是基于当前OFDM符号与针对给定子载波的最近的外推导频数 据估计在时间上的临近性的，并且第二加权因子是基于与针对所述给定子载波的最近的所 接收导频子载波在时间上的临近性的。例如，从图5可见，对于子载波k = 24，最近的外推 导频子载波在OFDM符号L = 13处，并且针对子载波24的最近的所接收导频子载波在OFDM 符号L = 9处。下面的等式定义了可以在线性内插中使用的加权因子内插输出(Iout)= (Pweight XEP)+ (MweightXMP)Apos =基于实际时间的位置-L 其中，Pweight=通过当前OFDM符号与针对给定子载波的最近的外推估计在时间上的临近 性来定义的第一加权因子Mweight=通过当前OFDM符号与针对所述给定子载波的最近的所接收离散导频子载 波在时间上的临近性来定义的第二加权因子EP =给定子载波上的最近的外推导频子载波的值MP =先前存储的给定子载波上的外推导频子载波的值Apos =当前OFDM符号与针对给定子载波的最近的外推估计在时间上的临近性包括信道估计的传统接收器的实现图6提供了如图3所示的作为接收器的一部分的、可以执行上述时间_频率内插 处理的信道估计器和校正器110的示意图。如图6所示，导频数据由导频数据提取器从所接收OFDM符号中提取出来并被输 入预外推滤波器。预外推滤波器移除输入信号的高频分量，并且在将信号传递到滤波器 302 (下面将进一步描述)之前，通过从输入信号中减去该结果来减少信号的低频分量。预 外推滤波器使得较少的外推器抽头被用在滤波器302中，这促成了较小的所需物理面积以 及减少的存储器使用率。另外，预外推滤波器还允许例如静态信道中的更快的收敛时间。在预外推滤波器的处理之后，OFDM符号随后被输入归一化最小均方(NLMS)导频 数据外推滤波器302。NLMS导频数据外推滤波器302使用被实现为一系列抽头的最小均方 算法来通过将附加噪声从经预先滤波的输入OFDM信号去相关来产生对信道的估计，并且 还执行导频数据外推。该信道估计器和校正器包括泄露抽头(leaky tap)更新单元303，其 被使用以使得当输入OFDM符号未将滤波器激励到所需电平时使NLMS导频数据外推滤波器 302的自适应参数不漂移。从NLMS导频数据外推滤波器302输出的对OFDM符号的噪声去 相关估计经由加法器304被添加到预外推滤波器的输出。其结果被输入信道估计单元307。 信道估计单元307进行上述时间和频率内插处理，并且输出信道估计H。针对同相的离散导 频的外推估计不被信道估计单元307修改。该信道估计器和校正器包括第二减法器305，其被布置来直接从输入OFDM符号中减去噪声去相关的OFDM符号，以给出误差估计输出。这可被接收器的其它部分用作噪声 估计，并且因此每个子载波的信噪比(SNR)可通过将信道估计功率除以噪声估计功率来导
出ο提供了图6所示的传统信道估计器和校正器的更详细实现的示意图在图7中提{共。图7包括NLMS导频数据外推滤波器302的更详细示图，例如示出了形成滤波器序 列的抽头和延迟单元801。总共存在具有系数W的T个抽头以及T个延时801。在操作时， 第一步是将NLMS导频数据外推滤波器302的抽头系数Wm至Wm初始化为零。还提供了 信道估计单元307的更详细示图。信道估计单元307包括导频数据时间内插器3072。存 储器元件3071存储当离散导频同相时从加法器304输入的先前外推出的信道估计，并且为 不同相的离散导频载波提供经内插的导频。信道估计单元307还包括导频数据频率内插器 3073，用于内插导频数据以产生信道估计H，如上所述。具有导频数据不连续件检测器的信道估计如上所述，一些OFDM系统包含可能导致接收器处所提取的导频数据中的导频数 据不连续性的某些特征。图8示出了根据本技术布置的信道估计器和校正器110的示意 图。信道估计器和校正器110包括用于获取需要后处理的噪声信道估计的导频数据提取器 700、用于将所接收OFDM符号从信道噪声去相关并且对导频数据进行外推的NMLS导频数 据外推滤波器302、以及信道估计单元307，该信道估计单元307包括导频数据时间内插器 3072、存储器元件3071和导频数据频率内插器3073。导频数据外推滤波器302和信道估计 单元307 —般都是根据图6和图7所示的信道估计器和校正器110来布置的。在一些实施 例中，可将导频数据时间内插器和导频数据频率内插器设置在单个导频数据内插单元810 中。存储器元件3071被布置来存储从先前接收的OFDM符号外推得到的导频数据。存储器 元件3071仅每一符号地针对同相的离散导频载波以及在时间维度上被内插以填充不同相 的离散导频载波的间隙的离散导频载波而被更新。导频数据时间内插器3072可以包括上 采样滤波器805和低通滤波器806，用于根据由NMLS导频数据外推滤波器302产生的外推 导频数据来产生经时间内插的导频数据。导频数据频率内插器3073可以包括上采样滤波 器807，用于对从导频数据内插器3072接收的导频数据上采样以产生所有子载波位置处的 信道估计。导频数据频率内插器3073也可以包括低通滤波器808，用于对信道估计结果滤 波。类似地，导频数据时间频率内插器3072可以包括对从存储器3071输入的导频数据进 行上采样的上采样滤波器805，以及对将输入到导频数据频率内插器3073的经内插导频数 据进行滤波的低通滤波器806。然而，在一些实施例中，导频数据时间内插器3072和导频 数据频率内插器3073不包括对导频数据执行内插的上采样滤波器和低通滤波器，而是包 括诸如处理器之类的装置用以执行上述的线性内插。图8所示的信道估计器和校正器110 还包括导频数据不连续性检测器801和控制器802。检测器801被布置来检测经系统处理 的OFDM符号的导频数据中的不连续性。该检测器被连接到信道估计器和校正器110内的 各个点，包括到输入OFDM符号进入信道估计器和校正器110的点的第一连接803以及到导 频数据提取器700的输出的第二连接804。然而，这些连接点仅是示例。将清楚，可设想可 以从其导出与导频数据不连续性有关的相关信息的任何合适的连接点。信道估计器和校正 器110还包括连接到检测器801的控制器802。控制器802被布置来使得一旦检测到导频数据不连续性，则适当的控制信号可被发送给导频数据提取器700、NLMS导频数据外推滤 波器302、导频数据时间内插器3072、存储器3071或导频数据频率内插器3073中的一个或 多个，以使得信道估计器的这些组件适配其操作从而适应该导频数据不连续性。下面将描 述信道估计器和校正器110遇到的导频数据不连续性的多个示例以及信道估计器和校正 器110的组件适应这些不连续而作出的适配。导频数据外推器输出不连续件如上所述，NLMS导频数据外推滤波器302基于从先前接收的OFDM符号提取出的导 频数据来产生对将来的导频数据的估计。这种外推使得能够产生基于时间-频率内插的信 道估计。然而，当信道估计器和校正器110最初被初始化时，在可以产生外推导频数据(并 且因此在可以产生信道估计)之前引起了延迟，这是因为NLMS导频数据外推滤波器302需 要来自“先前”符号的先前导频数据，其中，将在时域中从所述先前导频数据外推将来的导 频数据。因此，实质上存在对形成外推功能的系统中的存储器量的需求。例如，如果导频数 据外推器包括6个抽头并且导频子载波图案为PP8 (Dx = 6，Dy = 16)，则在导频数据外推 器具有足够的导频数据以开始外推之前需要接收总共96个符号(DyX导频数据外推器中 的抽头数目)。因此，如果导频数据频率内插器3073在NLMS导频数据外推滤波器302准备 好输出外推导频数据之前等待，则在可以产生信道估计之前将存在至少96个符号的延迟。在本发明的一个实施例中，检测器801被布置来通过检测对信道估计器和校正器 110的初始化，例如通过接收第一个OFDM符号，来检测由NLMS导频数据外推滤波器302的 初始化延迟引起的导频数据中的可能的不连续性。以DVB-T2为例，第一个OFDM符号可以是 Pl符号。检测器801随后可操作来将检测到的该初始化传输给控制器802。控制器802随 后向导频数据频率内插器3073发送控制信号。该控制信号使得导频数据频率内插器3073 适配其操作以适应导频数据的不连续性。在一个示例中，当接收到控制信号时，导频数据频 率内插器被布置为通过仅利用频率内插，接受预定时间段的来自导频数据提取器单元700 的其输入(即，不经过需要外推出的导频数据的任何时间内插)并且经由连接809将相关 子载波传递回NLMS导频数据外推滤波器302的输入，来生成信道估计。该预定时间段至少 对应于NLMS导频数据外推器302接收足够数目的OFDM符号以开始在时域中产生外推导频 数据所需的时间段。在此示例中，在导频子载波图案PP8的情况中，信道估计单元307预备 在6个OFDM符号内而非96个OFDM符号内开始产生信道估计。将来的扩展帧不连续性将来的扩展帧(FEF)是已包括在DVB-T2标准中的未经定义的帧，以使得根据该标 准操作的设备可在将来被适配为适应新类型的数据帧。图9图示出了这是如何实现的。可 见，FEF 92被插入在两个标准T2帧91之间。DVB-T2超帧中FEF的包括以及位置是由插入 在Pl和P20FDM符号中的信令数据来指示的。所接收DVB-T2信号中对FEF的包括可能将不连续性包括在导频数据中并且扰乱 了信道估计系统，这是因为没有保证FEF将遵循当前定义的导频方案并且/或者可能根本 不包含导频数据。然而，根据DVB-T2标准操作的接收器必须能够适应包括FEF的OFDM帧 序列。在本发明的一些示例中，检测器801被布置来检测输入到信道估计器和校正器 110的FEF。当检测到FEF时，检测器被布置来向控制器发送信号，控制器将控制信号发送给导频数据提取器700、NLMS导频数据外推器302以及导频数据频率内插器3073。该控制信 号致使导频数据提取器700、NLMS导频数据外推滤波器302以及导频数据频率内插器3073 暂停操作一时间段，该时间段足以确保没有来自FEF的数据输入信道估计单元307。在一些 示例中，该时间段可以等于FEF的时间长度。这种概念在图9中示出。在与常规T2帧相对 应的第一时段93和第三时段95期间，信道估计单元307正常操作。然而，在与FEF相对应 的第二时段94期间，信道估计单元307的操作被暂停。导频图案不连续件图10提供了 DVB-T2帧结构的图示说明(未示出FEF)。可见，帧结构包括超帧序 列1001，每个超帧1001又包括多个T2帧91。T2帧各自包括多个OFDM符号。每个T2帧 开始于Pl信令OFDM符号1002，其后跟随有至少一个P2信令OFDM符号1003，并且随后是 数据OFDM符号1004序列，其终止于帧结束OFDM符号1005。在DVB-T2中，帧相互独立并 且可以具有可变长度。因此，不保证导频子载波图案是逐帧地连续的。此外，如果T2帧中 的OFDM符号的数目不是Dy的倍数，则将在T2帧之间存在离散导频不连续性，因为离散导 频子载波的重复周期仅在每Dy个OFDM符号中完整地循环。将参考图11进一步说明导频子载波图案不连续性的示例。图11示出了 Dy = 4并且Dx = 3的导频子载波图案的示例。前六个OFDM符号表 示第一 T2帧T2i，并且接下来的六个OFDM符号表示第二 T2帧T22。可见，当第二 Τ2帧Τ22 开始时，“相位”(即，第一离散导频子载波的位置)被“重置”。第一条线1101示出了如果 第二帧Τ22的导频子载波图案的重复周期是第一帧T2i的导频子载波图案的未间断连续的 话离散导频子载波所在的外推平面。第二条线1102示出了导频载波所在的实际平面。如 将会理解的，如果未经修改的DVB-T信道估计器接收图11所示的OFDM符号，则将继续提取 并存储来自第二帧T22中被第一条线1101等分的单元的数据。如果信道估计系统继续将从 这些单元提取的数据解释为导频数据，则信道估计将不再能够提供可靠的离散导频内插， 并且系统将失效。在一个示例中，检测器801被布置为检测因帧之间的转移(transition)引起的任 何导频子载波图案不连续性。这可以基于Pl和/或P2帧信令数据或者任何其它合适的方 法。一旦检测到，则检测器802向控制器802传输已检测到不连续性。控制器802随后可 操作来向导频数据提取器700发送控制信号，该控制信号使得导频数据提取器700在每帧 的开始处将离散导频相位“重置”为零。换言之，只要开始处理新的帧，导频数据提取器700 和NLMS导频数据外推滤波器302就从提取并且处理来自位于第一平面1101的单元的数据 作为导频数据切换为从位于第二平面1102的单元提取数据作为导频数据。这确保了导频 数据是从导频子载波正确地提取的，而不是从正常数据承载子载波提取正常数据并将这些 正常数据不正确地解释为导频数据。在另一示例中，检测器801还被布置为检测帧之间的转移，并且将此传输给控制 器802。控制器802随后可操作来向导频数据提取器700、NLMS导频数据外推滤波器302以 及导频数据频率内插器3073发送控制信号，控制信号使得它们在处理出现在引起导频子 载波图案不连续性的帧转移期间的OFDM符号期间暂停它们的操作。图12图示出了在此上 下文中暂停信道估计单元307的所有部分的操作的概念。图12示出了图11所示的相同OFDM符号序列。在第二帧T22的前两个OFDM符号期间，信道估计单元307的操作已被暂停。从离散导频平面1201可见，导频数据提取器700 预期导频子载波的下一位置在子载波k = 15处。通过暂停信道估计单元307对前两个OFDM 符号的操作，当信道估计单元307并且因此导频提取器700再次开始操作时的下一导频子 载波的位置在k = 15处，因此，维持了导频子载波图案的连续性。导频数据提取器700、NLMS导频数据外推滤波器302以及导频数据频率内插器 3073将暂停对其的操作的OFDM符号的最大数目为Dy-I。因此，对于导频子载波图案PP1、 PP3、PP5和PP7，信道估计器和校正器的这些部分的操作被暂停的最大时间段为三个OFDM 符号。类似地，对于导频子载波图案PP2、PP4和PP6，操作被暂停的最大时间段为一个OFDM 符号。导频子载波图案PP8将产生15个OFDM符号的最大暂停时段。在一些示例中，在操 作被暂停的时段期间，NLMS导频数据外推滤波器302的抽头系数不应被更新，并且误差估 计应当被暂停(使噪声功率估计不变)。MISO 模式DVB-T2提供了所谓的“多输入单输出”(MISO)传输模式。在MISO传输模式中，两 个不同版本的DVB-T2信号从分离的天线被广播。这种发送分集意味着在接收器处接收到 的信号经过了两个不同的信道。可以在接收器处利用原始数据经由多于一个信道被发送的 事实，以便产生更鲁棒版本的原始数据。在DVB-T2中，这是通过将经修改的Alamouti码应 用到每个OFDM符号中的相邻子载波来实现的。这在DVB蓝皮书A133的第9. 3. 3节中作了 更深地说明。然而，在图13中在简单的层级上图示出了该概念。图13示出了分别通过第一信道Hl和第二信道H2来向DVB-T2接收器1303发送 数据的第一发送器(或发送器组)1301和第二发送器(或发送器组)1302的示意图。根据 Alamouti构码，在偶数编号的OFDM符号上，导频数据被同相地从两组发送器发送。在奇数 编号的OFDM符号上，当从第二发送器(或发送器组)1302被广播时，导频被反转。在实现DVB-T2 MISO模式时，在从第一发送器(或发送器组)1301和第二发送器 (或发送器组)1302发送的OFDM符号之间实现下面的差异·离散导频子载波上的导频数据在来自第二发送器(或发送器组)的奇数编号的 OFDM符号上被反转； 来自第二发送器1302的P2 OFDM符号的导频数据在具有三的奇数倍的索引的子 载波上被反转； 来自第二发送器1302的边缘导频子载波的导频数据在奇数编号的OFDM符号上 被反转； 来自第二发送器1302的与离散导频子载波相符的连续导频子载波的导频数据 仅当离散导频子载波的导频数据被反转时才被反转，否则它们保持不变；·对于帧结束OFMD符号和数据OFDM符号，来自第二发送器1302的离散导频子载 波上的导频数据在交替离散导频子载波上被反转。对在MISO模式中发送的所接收DVB-T2 OFDM符号的解调由下式来定义 其中
H1 =第一信道的信道脉冲响应，H2 =第二信道的信道脉冲响应，η=离散导频载波，η+1 =与离散导频载波η相邻的离散导频载波，g(n)=离散导频载波η处的两个信道的和，g(n+l)=离散导频载波η处的两个信道的差OFDM子载波η上的导频数据实际上是来自两个发送器的这些导频子载波上的导 频数据之和，而OFDM子载波η+1上的导频数据实际上是来自两个发送器的这些子载波位置 处的导频之差(通过反转一个发送器上的导频实现的)。因此，对分别位于OFDM子载波η 和η+1上的两个相邻离散导频的和进行平均将为第一发送器1301提供OFDM子载波η上的 离散导频子载波位置处的信道估计。而对OFDM子载波η和η+1上的相同相邻导频的差进 行平均将为第二发送器1302提供OFDM子载波η上的离散导频位置处的信道估计。信道估 计单元307可被适配来在MISO传输模式中以这种方式估计信道。如将会理解的，这意味着 为了确定子载波位置η+1处的离散导频的值，必须基于子载波位置η+1上的离散导频值来 应用内插。MISO樽式导频不连续件与图5所示的信道估计一样，在MISO传输模式中，信道估计单元307仍然必须为 所接收OFDM符号序列中的每个子载波位置提供信道估计。这在图14a和14b中示出。图14a示出了典型MISO模式OFDM符号序列的前三十七个子载波。图14b示出 了在导频数据被导频数据提取器700提取并被导频数据时间内插器3072内插之后的同一 OFDM符号序列。在偶数编号的OFDM符号上发送的未反转导频数据1401被示为实心圆，在 奇数编号的OFDM符号上发送的经反转导频数据1402被示为阴影圆。如将理解的，为了提 供足够的导频数据用于可靠的信道估计，子载波k = 3，6，9，12，15，18，21，24，30和36上的 “丢失”导频子载波位置必须基于对所提取导频数据的内插而被填充以导频数据。这是通 过在每个子载波的导频数据之间进行时间内插来实现的，并且可由信道估计单元307以与 上述方式相同的方式来实现。图14b图示出了针对MISO模式传输的时间内插概念。经内 插的未反转导频数据单元1403被示为具有外层圆圈的黑色圆，并且经内插的反转导频数 据单元1404被示为具有外层圆圈的阴影圆。从图14a可见，除包含边缘导频子载波的子载 波1405以外的每个导频子载波包含未经反转或经反转中的仅一种类型的导频数据。这使 得在这些子载波中进行内插成为可能。如上所述，边缘导频子载波通常包含连续导频子载 波。然而，在MISO模式的本示例中，边缘导频子载波1405包含不连续导频数据，因为未反 转离散导频数据1401和经反转离散导频数据1402均存在。因此，边缘导频在导频数据时 间内插器3072中不能再被认为是连续导频。然而，如图14b中的边缘导频子载波1406所 示，可以通过在从未反转离散导频子载波提取出的未反转导频数据之间进行内插以填充最 初被经反转导频数据占据的单元位置来减轻这个问题。如将理解的，同样可以在提取出的 经反转离散导频数据之间进行内插来填充最初被未反转导频数据占据的单元位置。MISO模式导频相位反转不连续性在MISO模式中进行信道估计期间出现的又一问题是导频相位反转不连续性的出 现。图15a示出了利用PP3导频子载波图案的在MISO模式中发送的所接收OFDM符号序列中的子载波k = 0至k = 36。可见，子载波k = 6，k= 18和k = 30上的来自P2 OFDM符 号的导频子载波1501包含未反转导频数据，而子载波k = 6，k = 18和k = 30上的其余导 频子载波1402包含经反转导频数据。经反转和未经反转的导频数据均出现在子载波k = 6，k = 18和k = 30上的事实意味着在对从这些子载波提取出的导频数据进行时间内插期 间存在潜在的不连续性。如上所述，为了执行时间内插，从导频承载子载波(图15a中的子载波k = 6，12， 18，24和36)提取出的导频数据用来生成针对不包含导频数据的子载波位置的在OFDM符号 之间的经内插导频数据。因此，例如在图15a中，在从帧结束OFDM符号FC上的k = 6处的 导频子载波提取出的导频数据与从数据OFDM符号D8上的k = 6处的导频子载波提取出的 导频数据之间进行内插，以生成OFDM符号D7的子载波位置k = 6处的经内插导频数据估 计。然而，MISO模式中的另外的困难是从用来生成内插的两个导频子载波提取出的导频数 据必须都是未经反转或经反转的。如果一个是经反转的并且一个是未经反转的，则内插的 结果将被扰乱。图15b示出了如果由传统信道估计器来处理图15a所示的OFDM符号序列 的话这种扰乱可能如何发生的示例。在子载波k= 18，k = 30处，落在导频子载波图案规定的子载波上的P20FDM符号 的导频子载波将以其他方式被用作从其提取出导频数据以生成外推导频数据的一对导频 子载波中的一个。由于这些P2导频子载波是不连续的，因此，针对子载波k= 18的超出P2 OFDM符号以外的经内插输出1502以及针对子载波k = 30的经内插输出1503将被扰乱。在本发明的一个示例中，图15b所示的被扰乱输出1502、1503可以通过暂停信道 估计单元307的操作以防止从出错的(offending)P2 OFDM符号中提取出任何不连续的导 频数据来避免。在此示例中，检测器801被布置来检测P2 OFDM符号并且还检测包含不连 续导频数据的子载波。这可以基于Pl和/或P2帧信令数据或任何其它合适的方法。检测 随后被传输给控制器802，控制器802随后可操作来将控制信号发送给信道估计器110的所 有部分导频数据提取器700、NLMS导频数据外推滤波器302和导频数据时间内插器3073， 控制信号使得它们暂停其操作足够长的时间段以防止不连续导频数据被信道估计单元307 处理。在本发明的另一示例中，从包含经反转导频数据的相邻导频子载波中将不连续导 频数据拷贝到出错的导频子载波中。该概念在图16中示出。图16示出了图15a所示的 MISO OFDM符号序列。然而，如图可见，来自k= 15处的导频子载波的P2导频数据已被拷 贝到最初包含不连续导频数据的P2导频子载波k= 18中。类似地，来自导频子载波k = 27的经反转导频数据已被拷贝到最初包含不连续导频数据的k = 30处的导频子载波中。通常，该处理在由NLMS导频数据外推滤波器302或信道估计单元307处理之前被 实现。在一个示例中，该方法由于以下事实而得到了在MISO模式传输中的应用在MISO模 式中，假设信道在两个相邻OFDM符号之间不变。图17提供了被布置来实现该处理的信道 估计器和校正器110的示意图。图17示出了除了下面的以外与图5所示的类似的信道估 计器和校正器110 在此信道估计器和校正器110中，导频拷贝器1701被布置来处理所有 进入的OFMD符号。检测器801被布置来检测P2 OFDM符号以及包含不连续导频数据的子 载波。这被传输给控制器802，控制器802被布置来向导频拷贝器1701发送控制信号，导频 拷贝器1701在出错P2导频被检测到时拷贝如上所述的导频数据。
操作概述图18提供了示出根据本技术的方法步骤的流程图。在步骤S101，在接收器处接 收OFDM符号，在步骤S102，检测任何导频数据的不连续性。在步骤S103，控制导频数据提 取器、导频数据外推器、导频数据时间内插器和导频数据频率内插器中的至少一个以补偿 导频数据的不连续性。可以对之前描述的实施例作出各种修改。例如，将明白，构成上述信道估计器的特 定构成部分，例如线性内插器、NLMS滤波器和信道估计器单元是逻辑设计。因此，这些构成 部分提供的功能可以以不精准符合上面所述的以及图中所示的形式的方式来表示。例如， 本发明的各方面可以以包括指令的计算机程序产品的形式来实现，这些指令可以在处理器 上被实现并存储在诸如软盘、光盘、硬盘、PROM、RAM、闪存或者这些或其它存储介质的任何 组合之类的数据载体上，或者经由诸如以太网、无线网络、因特网或者这些或其它网络的任 何组合之类的网络上的数据信号来发送，或者以硬件形式被实现为ASIC(专用集成电路) 或FPGA (现场可编程门阵列)或者适合用于适配传统等效设备的其它可配置或订制电路。本发明的实施例还可以得到利用诸如称为DVB-C2的线缆传输标准之类的其它适 当传输标准的应用。对于DVB-C2的示例，将理解，OFDM符号不是经由射频子载波而是经由 线缆来发送和接收的，因此，可以对发送器和接收器体系结构进行适当的适配。然而，将理 解，本发明不局限于利用DVB的应用，并且可被扩展到用于发送或接收、固定和移动形式两 者的其它标准。
权利要求
一种用于接收经由信道发送的OFDM符号序列的接收器，每个OFDM符号包括用于发送数据的多个数据承载子载波以及用于发送导频数据的多个导频承载子载波，导频子载波根据导频子载波图案被布置在OFDM符号内，所述接收器包括信道估计器，所述信道估计器包括导频数据提取器，用于从每个OFDM符号的导频子载波中提取导频数据，导频数据外推器，用于基于从所述导频数据子载波提取出的导频数据生成外推导频数据，以及导频数据内插器，可操作来通过在所述外推导频数据之间在时间和频率上进行内插来处理导频数据，以产生所述信道的估计，其中，所述接收器包括不连续性检测器，用于检测经所述信道估计器处理的导频数据中的不连续性，以及控制器，该控制器在由所述不连续性检测器检测到导频数据不连续性时，可操作来向所述信道估计器提供控制信号，所述控制信号使得所述导频数据提取器、所述导频数据外推器和所述导频数据内插器中的至少一个对导频数据中的导频数据不连续性进行补偿。
2.根据权利要求1所述的接收器，其中所述不连续性检测器可操作来检测经所述导频数据内插器处理的导频数据中由产生 了生成外推导频数据时的延迟的所述导频数据外推器的初始化引起的不连续性，所述控制 器可操作来向所述信道估计器发送控制信号，该控制信号使得所述导频数据内插器暂停基 于先前外推出的导频数据与当前外推出的导频数据之间的内插的信道估计，并通过在仅预 定时间段的所提取导频数据之间进行频率内插来产生信道估计，所述预定时间段至少与所 述导频数据外推器接收足够数目的OFDM符号以开始产生外推导频数据所需的时间段相对 应。
3.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述不连续性检测器可操作来检测所接收 OFDM符号序列中的导频子载波图案中的不连续性，并且当检测到该不连续性时，所述控制 器可操作来向所述信道估计器发送控制信号，该控制信号使得所述导频数据提取器、所述 导频数据外推器和所述导频数据内插器暂停操作达与多个OFDM符号相对应的时间段，以 使得包括导频子载波图案不连续性的OFDM符号不被所述信道估计器处理。
4.根据权利要求3所述的接收器，其中，所述导频子载波图案中的不连续性是由于导 频数据未遵循导频子载波图案来布置而引起的或者是由于一个或多个OFDM符号未包括任 何导频数据而引起的。
5.根据权利要求4所述的接收器，其中，导频数据未遵循导频子载波图案来布置或者 一个或多个OFDM符号未包括任何导频数据是由于所接收OFDM符号序列包括将来扩展帧 FEF，其中所述导频数据提取器、所述导频数据外推器和所述导频数据内插器的操作被暂停的所 述预定时间段与预定数目的OFDM符号相对应，以使得来自所述FEF的OFDM符号不被所述 信道估计器处理。
6.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述不连续性检测器可操作来检测导频子载 波图案中的如下不连续性，在该不连续性中，第一 OFDM符号上的导频子载波的分布相对于 来自所述第一 OFDM符号之前的OFDM符号的导频子载波的分布与导频子载波图案不对应， 并且当检测到该不连续性时，所述控制器可操作来向所述信道估计器发送控制信号，该控制信号使得所述导频数据提取器从所述第一 OFDM符号的导频子载波中而不是从在所述第 一 OFDM符号遵循所述导频子载波图案的情况下导频数据将位于的子载波中提取导频数 据。
7.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述不连续性检测器被布置来检测在所接收 OFDM符号的导频子载波上包括不连续导频数据的所接收OFDM符号，所述不连续导频数据 是先前的OFDM符号中未被反转的导频子载波上的经反转导频数据，或者是先前的OFDM符 号中被反转的导频子载波上的未经反转的导频数据，并且当检测到所述不连续导频数据 时，所述控制器可操作来向所述信道估计器发送信号，该信号使得所述导频数据提取器、所 述导频数据外推器和所述导频数据内插器暂停操作达与预定数目的OFDM符号相对应的时 间段，以使得所述不连续导频数据不被所述信道估计器处理。
8.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述不连续性检测器被布置来检测在所接收 OFDM符号的导频子载波上包含不连续导频数据的所接收OFDM符号，所述不连续导频数据 是先前的OFDM符号中未被反转的导频子载波上的经反转导频数据或者是先前的OFDM符号 中被反转的导频子载波上的未经反转导频数据，并且所述接收器包括导频拷贝器，所述导频拷贝器在所述不连续导频数据被检测到时被布 置来通过利用来自与所述不连续导频数据所在的导频子载波相邻的导频子载波的导频数 据替代所述不连续导频数据，来在包含所述不连续导频数据的OFDM符号被滤波器和所述 信道估计器处理之前对包含所述不连续导频数据的OFDM符号进行适配。
9.根据权利要求1所述的接收器，其中，所述OFDM符号序列是根据诸如DVB-C2之类的 DVB标准发送的。
10.一种估计信道的信道响应的方法，在接收器处接收到的包含正交频分复用OFDM符 号序列的数据帧经由所述信道被发送，每个OFDM符号包括用于发送数据的多个数据承载 子载波以及用于发送导频数据的多个导频承载子载波，导频子载波根据导频子载波图案被 布置在OFDM符号序列内，所述方法包括从每个OFDM符号的导频子载波中提取导频数据，基于从所述导频数据子载波提取出的导频数据生成外推导频数据，通过在所述外推导频数据之间在时间和频率上进行内插来处理导频数据，以产生所述 信道的估计，检测经所述信道估计器处理的导频数据中的任何不连续性，并且当检测到导频数据的 不连续性时，对导频数据中的所述不连续性进行补偿。
11.一种用于估计经由信道发送的OFDM符号序列的信道脉冲响应的信道估计器，每个 OFDM符号包括用于发送数据的多个数据承载子载波以及用于发送导频数据的多个导频承 载子载波，所述导频子载波根据导频子载波图案被布置在OFDM符号内，所述信道估计器包 括导频数据提取器，用于从每个OFDM符号的导频子载波中提取导频数据，导频数据外推器，用于基于从所述导频数据子载波提取出的导频数据生成外推导频数 据，以及导频数据内插器，可操作来通过在所述外推导频数据之间在时间和频率上进行内插来 处理导频数据，以产生所述信道的估计，其中当从控制器接收到指示已检测到导频数据中的不连续性的控制信号时，所述导频数据 提取器、所述导频数据外推器和所述导频数据内插器中的至少一个被布置来对所述导频数 据中的不连续性进行补偿。
12.一种提供计算机可执行指令的计算机程序，所述指令在被载入到计算机上时使得 所述计算机执行根据权利要求10所述的方法。
13.一种具有记录介质的数据载体，所述记录介质在其上记录了根据权利要求12所述 的计算机程序。
14.根据权利要求11所述的信道估计器，其中，所述OFDM符号序列是根据诸如DVB-C2 之类的DVB标准发送的。
15.如权利要求10所述的估计信道响应的方法，其中，所述OFDM符号序列是根据诸如 DVB-C2之类的DVB标准发送的。
全文摘要
本发明公开了接收器和方法。接收器接收经由信道发送的OFDM符号序列。每个OFDM符号包括多个数据承载子载波以及多个导频承载子载波。接收器包括信道估计器，并且信道估计器包括导频数据提取器，从每个OFDM符号的导频子载波中提取导频数据；导频数据外推器，基于提取出的导频数据生成外推导频数据；以及导频数据内插器，通过在外推导频数据之间在时间和频率上进行内插来处理导频数据以产生信道的估计。接收器还包括不连续性检测器，检测经信道估计器处理的导频数据中的不连续性；以及控制器，在检测到导频数据不连续性时，向信道估计器提供控制信号，使得导频数据提取器、外推器和内插器中的至少一个对导频数据不连续性进行补偿。
文档编号H04L27/26GK101909033SQ20101019630
公开日2010年12月8日 申请日期2010年6月3日 优先权日2009年6月3日
发明者塞缪尔·阿桑本格·阿屯格斯里, 奥比奥玛·池多泽·唐纳德·奥克何 申请人:索尼公司