基于码下标调制的差分混沌移位键控调制解调装置的制作方法

本发明涉及无线通信的数字调制解调，尤其是涉及基于码下标调制的差分混沌移位键控调制解调装置。
背景技术：
：差分混沌移位键控(DCSK:DifferentialChaoticShiftKeying)是一类以混沌信号为载波的数字调制解调技术。混沌信号的宽谱性使得DCSK成为优秀的扩频通信技术，成为传统扩频技术的替代方案。DCSK技术在抗多径干扰和实现低成本的超宽带通信系统中具有较强的竞争力，同时在短距离无线通信领域也具有良好的应用前景。现有的差分混沌移位键控调制器包括混沌载波发生器、延时单元、比特到符号转换器、乘法器和切换开关；解调器包括延时单元、乘法器、积分器和判决器。假定信号的采样频率为fs，差分混沌移位键控调制器的传输周期T，等效的扩频因子定义为2β＝T×fs。调制过程如下：混沌载波发生器产生的混沌载波信号分两路分别进入切换开关和延时单元，前半周期切换开关切换并输出前半周期信号。进入延时单元的信号延时后输出，进入乘法器，传输比特流中的信息比特进入比特到符号转换器后映射成相应的信息调制符号，即信息比特“0”或“1”分别映射成信息调制符号“1”或“-1”，比特到符号转换器的输出进入乘法器与延时后的信号相乘，相乘结果送入切换开关，此时切换开关切换并输出后半周期信号。解调过程如下：接收到的信号分两路分别进入乘法器和延时单元，进入延时单元的信号延时后送入乘法器，在乘法器中与前半周期信号相乘，相乘结果送入累加器，累加结果送入判决器，若累加结果大于0，则判决输出为“0”，否则判决输出为“1”。现有的差分混沌移位键控调制解调器DCSK是通过参考段信号和信息调制段信号在时域上正交复用实现的。DCSK的发送信号帧结构中，由于参考段信号不承载信息，使得现有DCSK存在着半个比特能量损失的缺点，导致了系统的数据传输率和能量效率低下，即现有DCSK存在频谱效率低和能量效率低的问题。近些年，随着科技的进步和发展，智能手机等移动终端设备爆炸式的增长，以及对网络服务质量要求的提高，导致了人们对带宽的需求呈直线上升。同时大量的无线终端设备增加也引起了能耗问题，能耗问题不仅引起环境问题，如二氧化碳排放，还引起了网络运营商的经济问题，如大量基站消耗能量。此外增加带宽和实现低功耗是通信系统设计的主要目标之一，因此增加带宽和提升能量效率成了现有差分混沌移位键控调制解调器亟待解决的问题。技术实现要素：本发明的目的在于针对现有的差分混沌移位键控调制解调器存在着半个比特能量损失的缺点，导致了系统的数据传输率和能量效率低下等问题，提供一种基于码下标调制的差分混沌移位键控调制解调装置。本发明设有调制器和解调器；所述调制器设有混沌载波发生器G、调制器延时单元D1、第一乘法器a、第二乘法器b、第一比特到符号转换器f、第二比特到符号转换器g、Walsh码选择器S、方波发生器e和调制器切换开关Q1；所述混沌载波发生器G的混沌载波信号输出端分别接调制器切换开关Q1和调制器延时单元D1；调制器延时单元D1的延时信号输出端接第一乘法器a的输入端，码下标调制映射比特流接第一比特到符号转换器f的输入端和第二比特到符号转换器g的输入端，第一比特到符号转换器f的映射成相应的码下标调制信息符号输出端接Walsh码选择器S输入端，Walsh码选择器S选择M阶Walsh码W1,W2,....,WM中相对应的Walsh码后接方波发生器e的输入端，方波发生器e产生与混沌载波信号等长的信号后输出，接第一乘法器a与调制器延时单元D1输出的延时信号相乘，第一乘法器a的相乘结果输出端接第二乘法器b的输入端，第二比特到符号转换器g的映射成相应的DCSK调制信息符号输出端接第二乘法器b的输入端并与第一乘法器a的输出相乘，第二乘法器b的相乘结果输出端接调制器切换开关Q1；所述解调器包括接收器R、解调器延时单元D2、M个方波发生器S1,S2,....,SM、M个第一路乘法器M1,1,M1,2,....,M1,M、M个第二路乘法器M2,1,M2,2,....,M2,M、M个累加器Ac1,Ac2,....,AcM、M个取绝对值器Ab1,Ab2,....,AbM、比较器C、解调器切换开关Q2、判决器h和符号到比特转换器k；由方波发生器S1、乘法器M1,1、乘法器M2,1、累加器Ac1和取绝对值器Ab1串联组成分支1，方波发生器S2和乘法器M1,2、乘法器M2,2、累加器Ac2和取绝对值器Ab2串联组成分支2，以此类推，方波发生器SM、乘法器M1,M、乘法器M2,M、累加器AcM和取绝对值器AbM串联组成分支M，共组成M条分支；接收器R接收到的信号rk后分两路输出，一路输出分别进入M个分支中对应的乘法器M2,1,M2,2,....,M2,M，另一路输入进入解调器延时单元D2，解调器延时单元D2分别接M个分支中对应的乘法器M1,1,M1,2,....,M1,M，在M个分支中，M个M阶Walsh码W1,W2,....,WM分别进入对应的M个方波发生器S1,S2,....,SM后输出，分别进入对应的M个乘法器M1,1,M1,2,....,M1,M与延时后的信号相乘，相乘的结果进入对应的乘法器M2,1,M2,2,....,M2,M与前半周期信号相乘，相乘的结果送入相对应的累加器Ac1,Ac2,....,AcM后输出，分别送入相对应的解调器切换开关Q2的节点Z1,Z2,....,ZM和相对应的取绝对值器Ab1,Ab2,....,AbM，M个取绝对值器的输出一起送入比较器C，比较器C检测出M个输出值中的最大值及其对应的Walsh码下标值后分两路分别进入符号到比特转换器k和解调器切换开关Q2，符号到比特转换器k将下标值符号解映射得到码下标调制比特流估计值；解调器切换开关Q2根据最大值将切换开关切换到对应的支路，然后将对应分支输出的值送入到判决器h，若这个值大于0，则判决输出“0”；否则输出“1”。本发明通过将部分传输的信息比特映射在Walsh码的选择上，提升了数据传输率，增大了带宽，同时节约了能耗。在传输的一周期内，现有DCSK系统只能传输1比特信息，本发明除了传输这一比特信息外，通过码下标调制比特映射在Walsh码下标值的选择上，可以多传输若干比特信息。在相同的时间内，本发明传输的信息比特比现有DCSK的多几倍，即本发明的带宽比现有DCSK的多几倍，大大提升了数据传输率。同时通过DCSK调制传送的每比特信息都需要能量，在同一周期内，本发明和现有DCSK都通过DCSK调制传输1比特信息，两者耗费的能量一样多，但本发明比现有DCSK多传输了若干比特信息，即节约了若干比特的能量，提升了能量效率，节约了能量。因此本发明比现有DCSK在增加带宽和节约能耗方面更具有竞争力。附图说明图1为基于码下标调制的DCSK调制器的组成结构；图2为基于码下标调制的DCSK解调器的组成结构；图3为基于码下标调制的DCSK调制的具体过程；图4为基于码下标调制的DCSK解调的具体过程；图5为加性高斯白噪声(AWGN)信道下，码下标调制DCSK与常规DCSK在不同CIM值和不同扩频因子下的误比特率性能比较；图6为多径瑞利(Rayleigh)衰落信道下，码下标调制DCSK与常规DCSK在不同CIM值和不同扩频因子下的误比特率性能比较。具体实施方式图1所示为基于码下标调制的DCSK调制器的组成结构。系统传输的比特流每帧包括码下标调制映射比特流和DCSK调制比特，每帧比特流表示为其中比特流为码下标调制映射比特流，比特bm为DCSK调制比特。码下标调制映射比特流映射成码下标调制信息符号aCIM，其中aCIM∈{1,2,....,M},对应于M阶Walsh码中W1,W2,....,WM，1对应于W1，2对应于W2,以此类推，M对应于WM，因此码下标调制映射比特流可用于Walsh码的选择。DCSK调制比特bm映射成DCSK调制信息符号，即DCSK调制比特“0”或“1”分别映射成DCSK调制信息符号“1”或“-1”。调制器具体调制过程如下：混沌载波发生器G产生的混沌载波分两路输出，一路信号直接进入调制器切换开关Q1，在前半周期，调制器切换开关Q1切换到c，输出参考信号。另一路信号进入调制器延时单元D1延时β后送入乘法器a，在传输的比特流中，每帧比特流分为两部分，分别为码下标调制映射比特流和DCSK调制比特bm，码下标调制映射比特流进入比特到符号转换器f映射成相应的码下标调制信息符号后送入Walsh码选择器S，选择相对应的Walsh码即Walsh码W1,W2,....,WM中下标值与码下标调制信息符号相对应的一个后输出，进入方波发生器e产生与混沌载波信号等长度的信号后进入乘法器a，在乘法器a中，方波发生器e产生的信号与延时后的信号相乘，相乘结果送入乘法器b，DCSK调制比特bm进入比特到符号转换器g映射成相应的DCSK调制信息符号后送入乘法器b，在乘法器b中，DCSK调制信息符号与乘法器a的输出相乘，相乘结果送入调制器切换开关Q1，在后半周期，调制器切换开关Q1切换到d，输出信息调制信号。如图2为基于码下标调制的DCSK解调器的结构，解调器的具体实施过程如下：接收器R接收到的信号rk后分两路输出，一路分别进入M个分支中对应的乘法器M2,1,M2,2,....,M2,M，另一路信号进入解调器延时单元D2，延时β后分别进入M个分支中对应的乘法器M1,1,M1,2,....,M1,M。在分支1中，M阶Walsh码W1进入方波发生器S1产生与载波信等长即长度为β的信号后输出，进入乘法器M1,1与延时后的信号相乘，相乘的结果送入乘法器M2,1，在乘法器M2,1中，乘法器M1,1的输出与前半周期信号相乘，相乘的结果送入累加器Ac1，累加的结果分两路分别送入到解调器切换开关Q2节点Z1和取绝对值器Ab1，取绝对值器Ab1输出的结果送入比较器C。在分支2中，M阶Walsh码W2进入方波发生器S2产生与载波信等长即长度为β的信号后输出，进入乘法器M1,2与延时后的信号相乘，相乘的结果送入乘法器M2,2，在乘法器M2,2中，乘法器M1,2的输出与前半周期信号相乘，相乘的结果送入累加器Ac2，累加的结果分两路分别送入到解调器切换开关Q2节点Z2和取绝对值器Ab2，取绝对值器Ab2输出的结果送入比较器C。以此类推，M个分支完成上述处理，共有M个取绝对值器的输出送入比较器C，在比较器C中比较选择出M个绝对值中的最大值并检测出对应的Walsh码下标值后分两路输出，一路进入符号到比特转换器k，将Walsh码下标值解映射成相应的码下标调制映射比特流估计值后输出。另一路信号进入解调器切换开关Q2，解调器切换开关Q2根据选择出的最大值选择相对应的分支后，闭合切换开关将相应分支输出的值送入判决器h，若这个值大于0，则判决为“0”，否则判决为“1”，判决器h输出DCSK调制比特估计值实施例以下的基于计算机仿真过程，进一步阐述本发明的实施方法。假如，混沌载波由离散的Logistic映射产生，信号的采样频率设为fs＝1000次/秒，比特的持续时间为T＝0.048秒，则等效的扩频因子定义为β＝T×fs＝48。混沌载波的Logistic映射方程为k＝0,.....,i,.....，当给定初始值时x(0)，通过迭代式x(i+1)＝1-2×x2(i),i＝0,....,i,....,β-1,可以产生长度为β(扩频因子为β)的混沌载波序列M阶Walsh码构造方法为：Wm＝[Wm-1,Wm-1；Wm-1,-Wm-1]，W1＝[+1,+1；+1,-1]，其中调制器根据以上产生的混沌载波序列，由如图1所示的调制器完成调制，在每个符号周期内其发送信号可通过以下公式表示为：sk=Es/2cx,k,k=1,....,βEs/2Σi=1MamwaCIM,iΣj=1θcx,(i-1)θ+j,k=β,....,2β,β=Mθ]]>其中Es是符号能量，扩频因子SF＝2β，cx为混沌信号，满足为DCSK调制信息符号,aCIM∈{1,....,M}为码下标调制信息符号,为选择的Walsh码，M为Walsh码码长。θ为扩频参数，当θ取不同值时，扩频因子会发生变化。调制过程如下：当k＝1时，DCSK调制信息符号am与选择的Walsh码的对应相乘，相乘结果分别和θ个对应的混沌载波信号相乘，产生θ个值，作为第一组信号。k＝2时，DCSK调制信息符号am与选择的Walsh码的对应相乘，相乘的结果分别和θ个对应混沌载波信号相乘，产生θ个值，作为第二组信号。以此类推，完成M个类似操作，产生M组信号组成长度为β的信号作为信息调制信号，其中β满足β＝Mθ。图3示出了基于码下标调制的DCSK调制的具体过程，图中cx为混沌载波信号，am为DCSK调制信息符号，ws为码下标调制映射符号选择的Walsh码，sk表示信息调制信号。这里DCSK调制信息符号am取1，选择的Walsh码ws的扩频参数θ取值为3，M取16，即将Walsh码ws中每个码元扩展3位得到长度为β的信号，β满足β＝Mθ。图示最小的时隙单元代表的是一个采样信号，最小的时隙为0.001s。在第一内时隙单元内，混沌载波信号cx中对应的值cx,1、DCSK调制符号am中对应的值am,1和Walsh码ws中对应的值ws,1,1相乘得到信息调制信号sk中对应的值sk,1。第二内时隙单元内，混沌载波信号cx中对应的值cx,2、DCSK调制符号am中对应的值am,2和Walsh码ws中对应的值ws,1,2相乘得到信息调制信号sk中对应的值sk,2。以此类推，经过M个类似操作，得到含β个值的信号调制信号sk。在接收端，解调过程如下：采用如图2所示的解调器调用如下公式，计算第n个分支输出的判决统计量如下：上式中1θ×1＝[1,.....,1]T，wn＝[wn,1,.....,wn,N]T，是kronecher乘积，ο是Hadamard乘积。其中接收到的参考信息为调制信息为表示将Walsh码中每一码元扩展成θ个相同的码元，产生与混沌载波信号长度同为β的Walsh码组，本公式的含义是将接收到的参考信息、扩展后的Walsh码组和信息调制信息对应时间的信号值相乘，相乘的结果累加得到判决统计量In。当n＝1时，为分支1，Walsh码为w1，接收到的信号rk中的参考信号rref与Walsh码w1扩展的码组相乘，相乘结果与信息调制信号rinf相乘，相乘的结果进行累加，累加的结果为I1。当n＝2时，为分支2，Walsh码为w2，接收到的信号rk中的参考信号rref与Walsh码w2扩展的码组相乘，相乘结果与信息调制信号rinf相乘，相乘的结果进行累加，累加的结果为I2。依次类推，直到完成M个分支的判决统计量计算。图4示出了基于码下标调制的DCSK解调的具体过程，图中rref为参考信号，wn为第n分支的Walsh码,rinf为信息调制信号，In为第n分支的统计判决量。这里扩频参数θ取值为3，M取值为16，即将Walsh码wn中每个码元扩展为3个相同的码元产生长度β的信号，β满足β＝Mθ。图示最小的时隙单元代表的是一个采样信号，最小的时隙为0.001s。在第一时隙单元内，参考信号rref中对应的值rref,1、Walsh码wn中对应的值wn,1,1和信息调制信号rinf中的值rinf,1相乘，得到统计判决量In对应的值In,1。第二时隙单元内，参考信号rref中对应的值rref,2、Walsh码wn中对应的值wn,1,2和信息调制信号rinf中的值rinf,2相乘，得到统计判决量In对应的值In,2。以此类推，经过β次类似的操作，得到统计判决量In的β个值，最后将这β个值累加得到统计判决量In。根据图2所示解调器调用如下公式，计算符号aCIM和am的估计量：a^CIM=argmaxn(|In|),n=1,...,M]]>a^m=sign(Il,a^CIM)]]>上式中码下标调制信息符号aCIM的估计量为M个判决统计量取绝对值|In|中的最大值对应的Walsh码下标值，计算出Walsh码下标值的估计量后，将估计量解映射成对应的码下标调制映射比特流估计值DCSK调制信息符号的am估计量根据Walsh码下标值对应的判决统计量正负得出，即当判决统计量为正时，估计量为“1”，对应的DCSK调制比特估计值为“0”，当判决统计量为负时，估计量为“-1”，对应的DCSK调制比特估计值为“1”。基于码下标调制的差分移位键控调制解调方法在加性高斯白噪声信道(AWGN)误比特率性能如图5所示。在多径瑞利(Rayleigh)衰落信道下的误比特率性能如图6所示。作为比较，图中给出了常规DCSK在相同条件下即相同的扩频因子和信道的误比特率性能。图中CIM表示码下标调制映射的比特数，SF表示扩频因子。由图5可以看出，当CIM＝1时，CIM-DCSK与常规DCSK具有相当的误比特率性能，随着CIM的增加，CIM-DCSK的BER性能比DCSK明显变好，当CIM＝4时，在BER＝10-4，CIM-DCSK相对于常规DCSK有明显地性能增益，大约为4db。由图6可以看出，CIM-DCSK与常规DCSK的BER具有相同的斜率，随着CIM的增加，扩频因子的增大，CIM-DCSK的曲线相对于DCSK由向左平移的趋势，最多有3db的增益，表明随着CIM的增加，CIM-DCSK比常规DCSK具有更好的误比特率性能。综上表明码下标调制DCSK比常规DCSK具有更明显的性能优势。本发明将传输的信息比特映射在Walsh码的选择上，提高了传输的数据率，增加了带宽，降低了能量消耗，并且在AWGN信道和多径Rayleigh衰落信道下的误码性能和常规DCSK相当或更好，是一种在宽带数据传输(如UWB)应用中具有竞争力的调制解调方法。当前第1页1 2 3