通过两对线缆发送和接收信号的方法和装置与流程

本发明涉及通过两对线缆发送和接收信号的方法和装置。这种方法包括在多个国际电信联盟(itu)标准中规定并且当前在itu中进一步开发的所有多种数字用户线(dsl)方法。通常，每对这种线缆包括遍及全世界的电话接入网内通常使用的金属(通常是铜)双绞线。

背景技术：

用户驻地通过一对双绞线(例如，总共四条线缆)连接至公共电话系统并非是不常见的。通常，一对这种线缆是冗余的，因为仅需要一对线缆来提供纯老式电话业务(plainoldtelephonyservices,pots)或dsl业务。然而，对于在这种情况下如何最优地使用冗余对线缆已有许多提议。这些提议从使用每对线缆作为独立dsl连接并使这些连接“结合(bonding)”(下面将对结合进行更详细说明)的非常直接方法到诸如ep1733550中描述的更外来纯理论方法，在该方法中，使用4个线缆中的仅一个作为参考线缆并形成3个信道，每个信道承载相对于单个公共参考线缆(然后被“向量化”并结合)不同的信号。结合涉及组合物理层上方的一层(例如，在传输层或网络层(osi模型)或者(大致等同地)在tcp/ip层)的单独基础(underlying)信道，以向应用层呈现数据速率大致等于基础连接的各个数据速率之和的单个连接。向量化(vectoring)是公知dsl技术，在首先概括地讨论dsl之后，将在下面简要地说明该技术。

dsl技术利用以下事实：虽然传统金属双绞线对(最初被安装仅用于提供纯老式电话业务(pots)电话连接)可能用来承载频率仅多达数千赫兹的信号，实际上这种线路通常可靠地承载频率大得多的信号。此外，线路越短，信号能够被可靠传输的频率范围越大(特别是利用诸如离散多音频(discretemulti-tone，dmt)等技术的情况下)。因此，随着接入网演进，电信网络提供商已经朝向接入网的边界向外扩展了其光纤基础设施，使得到最终用户订户的每个连接(其通常仍由金属双绞线提供)的最终部分的长度越来越短，因此导致相应地在越来越短的金属双绞线对连接上具有越来越大的带宽潜力-而无需承担安装到每个订户的新光纤连接的费用。

然而，使用高频信号的问题是，被称为串扰的现象会导致严重干扰，使得在承载类似高频信号的彼此接近的多于一对金属线的情况下，承载高带宽信号的线路的有效性降低。简言之，来自一个线缆的信号可以“泄漏”到承载类似信号的附近线路，并对其它线路呈现为噪声。虽然即使在相对低频率下串扰也是已知问题，但其影响的数量级倾向于随着频率而增大到如下程度，在超过几十兆赫兹的频率处(取决于所论述的线路的长度)，间接耦接(例如，从第二线路的近端到第一线路的远端)可能和直接耦接(例如，从第一线路的近端到第一线路的远端)一样大。

为了减轻由串扰导致的问题(特别是远端串扰或已知的“fext”)，开发了称为向量化的技术，其中，使用通过串扰线路发送的信号的知识来减小串扰的影响。在一种典型情况下，单个dslam充当多个串扰线路上的多个下游信号的共同发生器并且还充当来自相同多个串扰线路的多个上游信号(upstreamsignal)的共同接收器，这些线路中的每一个终止于单个客户驻地设备(cpe)调制解调器，使得在线路的cpe端不可能存在共同处理。在这种情况下，下游信号(downstreamsignal)被预失真以补偿在相邻串扰线路上发送的串扰信号的预期影响，使得在cpe设备处接收时，所接收信号类似于在串扰线路上不传输串扰信号时的已接收信号。另一方面，在共同接收器(dslam)处接收到上游信号之后，对上游信号进行后失真(或者以与已被后失真的信号等效的方式检测)以解决在传输期间泄漏到信号的串扰影响。

长期以来，在理论上已知的是(例如参见"dsladvances"bystarr,sorbara,cioffiandsilvermanpublishedbyprenticehall2003-p.344，并且参考"fullvectoring")，如果能够协调协调信道的两端处的信号，就能够实现改善的串扰消除(参见同一参考文献的p.373及图11.38和11.39，其中解释了“当链路的任一端能够在该同一端被协调时，则可以利用简单多维回声消除器来消除next(近端串扰)”(因此，无需以不同频率发送上游信号和下游信号，因此潜在地显著增大总数据速率-忽略用于位于接入网中的电话产品的指定功率谱密度(psd)掩蔽的规则的影响))。

这种向量化技术能够非常成功地解决间接耦接比直接耦接弱得多的情形。然而，由于直接耦接和间接耦接的强度彼此接近，向量化不能有效地作用。

ericsson申请的wo2013026479提出在这种情形下(即，对于给定线路而言，间接耦接比得上直接耦接的情况下)发送信号的方法，该方法涉及由单个cpe设备(第一cpe设备)将用于所接收信号发送到直接耦接至第一cpe设备的线路和仅间接耦接至第一cpe设备的串扰线路(其直接耦接至第二cpe设备)。使用时分复用(tdm)方法使得数据能够(在不同时隙)被发送到两个相应cpe设备(数据在两个线缆上同时被发送到一次仅一个cpe设备)。为了确保两个信号在接收cpe设备处有益地干扰，在一个线路上发送的同一信号在另一个线路上被发送之前被预失真(例如，引入延迟和/或相位改变)，以解决直接对间接耦接路径上的变化。

alcatel-lucent的ep2091196提供了将信号注入形成在两个金属双绞线对(tmp)之间的幻象模式的方法。注入的信号与发送到tmp之一的信号相同但相位旋转，使得当转换并耦接至不同模式时，它们有益地(constructively)干扰与在正常差分模式下在tmp中的相应一个上直接发送的信号。

globespanvirata公司的wo2008/004429描述了以灵活方式在至少两个结合信道上发送数据的方法，其提供了可能的复用，并且在需要改善适应力(resilience)时采用分集(diversity)。特别是，该方法包括：在第一结合信道中通过第一音频并在第二结合信道中通过第二音频发送第一符号流，其中，第一音频结合至第二音频，并且通过第一音频和第二音频的发送大致是并行的；在第一结合信道中通过第三音频发送第二符号流；以及在第二结合信道中通过第四音频发送第三符号流，其中，第三音频结合至第四音频，并且第二符号流和第三符号流的发送大致是并行的。

技术实现要素：

根据本发明的第一方面，提供了一种经由在上游收发器和下游收发器之间延伸的两对线缆在所述收发器之间发送数据的方法，所述上游收发器包括第一发送器部和第二发送器部，所述下游收发器包括用于接收由所述上游发送器在差分模式下发送的信号的第一接收器部和第二接收器部，该方法包括以下步骤：使用能够利用(多达)(预定)多个不同音频的离散多音频协议从所述上游收发器向所述下游收发器发送数据信号，其中(关于所述协议能够使用的音频的至少第一子集)相关信号在差分模式下被发送到该两对线缆，并且所述第一接收器部和第二接收器部中的每个接收信号，将它们转换到频域(针对所采用的离散多音频协议以正常方式)，并且然后使用频域均衡系数处理所得到的信号，根据与相应发送器部与每个对应接收器部之间的直接差分模式信道相关联的估计信道传输函数并且另外根据与另一个发送器部与每个接收器部之间的串扰信道相关联的估计信道传输函数计算该频域均衡系数。

(换言之，由第一接收器部使用的频域均衡系数取决于以下的估计信道传输函数：1)第一发送器部与第一接收器部之间的直接信道和2)第二发送器部与第一接收器部之间的串扰信道；类似地，由第二接收器部使用的频域均衡系数取决于以下的估计信道传输函数：1)第二发送器部与第二接收器部之间的直接信道和2)第一发送器部与第二接收器部之间的串扰信道。)

以上描述了本发明的第一方面的方法，由此在两个连接/并置(collocated)接收器处接收公共信号，使用取决于直接和间接传输路径信道传输函数的均衡系数在频域对公共信号的每个接收版本进行均衡，以下可以称为多路径公共信号dsl接收操作模式。

在以相同方式对相同数据进行编码的意义上，相关信号优选地相关。因此，如果两个信号相同，如某些实施方式中的情形，则它们显然是相关的。然而，此外，在一些实施方式中，信号可以按照如下方式被预编码：使得信号在预编码之后彼此稍微不同(例如，相位不同)但它们在以相同方式(例如，使用相同qam调制星座和星座映射等)对要发送的相同数据进行编码的意义上来说仍然相关。

应当注意的是，这里使用术语上游和下游仅仅是为了表明，当第一收发器作为发送器操作时，其是上游收发器，而其它收发器(接收所发送的信号)作为下游收发器操作。然而，在大多数实施方式中，每个收发器包括发送器部和接收器部，并且系统将基本上按照相同方式操作，无论哪种方式数据都被发送，根据数据信号的发送方向使上游收发器和下游收发器的角色简单地反转。

优选的是，在使用频域均衡系数处理所接收信号之后，将所得到的信号加在一起(或者以某种方式组合)以形成组合恢复信号，处理组合恢复信号以获得所发送的数据。优选的是，该进一步处理包括执行qam解调。明显的是，为了使这种qam解调(在组合两个所接收信号之后)起作用(按照作为对彼此独立的各个恢复信号执行qam解调的改进的方式)，恢复信号必须足够彼此密切相关以使得这样做有意义。在下文中将这种操作方法称为组合多路径相关信号dsl接收(cmrsdr)操作模式。最优选的是，在将信号相加之前，根据权重值对它们进行加权，根据在确定频域均衡系数时使用的估计信道传输函数生成这些权重值。优选的是，权重值被生成以使得设法最大化组合信号的信噪比。本领域技术人员将理解，这可以使用已知为最大比率组合的技术实现，其在通常存在空中信道上的多分集的无线通信领域中是众所周知的。

这样，组合信号的信噪比大于使用任一直接信道本身能够实现的信噪比。

优选的是，系统能够操作以使用针对一些音频的向量化技术和针对其它音频的cmrsdr技术。优选的是，向量化音频被用于低于预定截止频率的音频，而cmrsdr被用于高于预定截止频率的音频。

为此，下游收发器优选地包括向量化/cmrsdr开关机构，其能够操作以将来自快速傅里叶变换(fft)模块(其将所接收信号按照公知的方式转换到频域)的输出信号切换到cmrsdr频域均衡器(feq)，之后是组合器(用于组合来自两个接收器的均衡后的相关信号以生成组合均衡信号)，或者切换到常规频域均衡器(feq)(诸如由常规dsl最终用户调制解调器通常使用的)。优选的是，开关机构能够操作以将来自fft的输出从开关机构(即，cmrsdrfeq或者常规feq)逐音频地切换到指定目的地中的一个或另一个。优选的是，这能够与上游收发器协调，使得能够随时间改变要在cmrsdr模式中使用的音频和要在常规(例如，向量化)模式中使用的音频的选择，以适应噪声环境中的变化。例如，如果采用单一截止频率以在cmrsdr模式中将使用的音频与在常规(例如，向量化)模式中将使用的音频之间进行划界，则下游收发器优选地能够操作以从上游收发器接收信号，通知它在新指定时间将截止频率改变为新指定频率，以响应于外部噪声环境中的变化或者连接线路的传输特性的变化(例如，如果特定频率处的衰减增大到大于阈值，或者如果某些频率处的外部噪声/干扰量增大到大于阈值，则可以有利地降低截止频率，以增大采用cmrsdr的音频的数量并减少采用向量化的音频的数量)。

将理解的是，虽然通常来说，只要具有不同噪声但具有大致相等snr并且snr大于1(unity)的接收信号的两个版本，则与单独各个信号本身相比，通常这些“噪声信号”的组合版本倾向于具有改善的snr。然而，如果一个信号的snr比另一个信号差很多，则简单地依赖于具有最佳snr的单个信号会更好。因此，该方法在下游收发器可以监视在组合它们之前的所接收信号以及组合它们之后的信号(即，单个组合信号)的snr，并且如果与仅对接收信号中的单个信号本身进行解调相比，组合信号会导致snr的劣化，则确定是否组合信号。本领域技术人员将理解，仅作为一种极端例子，对于要依赖的唯一信号，利用权重1对组合它们之前的信号进行加权，并对要简单丢弃的另一个信号利用权重零进行加权。公知的mrc原理倾向于对噪声信号设置低权重；然而，在优选实施方式中，设置作为更好信号的snr的比例的阈值，并且如果更大噪声信号的snr低于该阈值，则将其完全丢弃(或者等价地赋予权重零)。例如，可以将阈值设置为两个snr之间的强度差为10db，但可以基于试错过程来选择针对特定系统的最优值。

自然地，在评估不同信号(即，组合之前每个信号本身以及组合信号)的snr与作出关于使用哪个信号和/或归因于该信号的何种权重值的决定(优选地基于公知的mrc原理来组合信号，以使得组合信号的信噪比最大化，牢记截止阈值的优选使用，低于截止阈值时，用于更大噪声信号的权重被设置为零)之间将存在延迟。对于该方法的有效操作来说有利的是，对于要不时评估其snr特性的不同信号来说，不考虑哪些信号当前正在用于数据检测目的，也不考虑当前权重。

还可以优选地使用snr测量(可以使用通常基于对解码导频音和/或同步符号时获得的错误数量进行评估的任意常规方法来获得)来确定针对每个音频其更适于在cmrsdr中使用还是在常规(例如，向量化)模式中使用。通常，如果对于给定音频，两个直接路径都支持每符号两个或更多个比特，则向量化可能是最佳模式，如果一个路径可以支持两个或更多个比特而另一个不支持，则取决于两个不同路径之间snr的偏差，最佳方法可能是执行mrc预编码以有益于最佳执行路径并简单丢弃(或应用零权重)另一个接收信号，或者最佳选项可能是执行mrc预编码以有益于较差执行路径，然后组合来自两部分的信号，或者最后，最佳选项可以是根本不执行mrc预编码，并且仍组合所接收信号(其中snr水平大致相等)。由于在优选实施方式中，可以逐音频地选择并应用特定选项，因此系统具有针对可应用于每个音频的特定条件采用最佳解决方案的较大灵活性。

虽然上述第一方面指出该方法涉及通过两对线缆发送数据，但是该方法当然可以应用于存在将收发器连接在一起的多于两对线缆的情形，并且读者将理解，并非旨在通过与两对线缆明确相关的这种措辞将这些情形排除在外(因为包括三对或更多对线缆的系统也包括两对线缆)。因此，根据第一方面操作的方法可以包括使用多于两对连接线缆并且相应地多于两个上游发送器部和下游接收器部等。一个这种实施方式可以采用承载四对双绞铜线的以太网型线缆(例如，cat5、cat6等线缆)。在这种情况下，优选的是，如果上游收发器包括四个发送器部并且下游收发器包括四个相应接收器部。优选的是，在这种实施方式中，开关机构能够操作以在每个音频独立于接收信号(在每个音频)彼此切换每个接收器部的每个fft模块输出的每个接收信号，使得可以形成在不同音频来自不同路径的信号的不同组合。因此，如果这些路径中的两个路径在某个音频(或音频集)处不能在常规向量化模式下有效地发送，则它们可以切换到cmrsdr模式(针对该音频或这些音频)，而其它两个路径针对该音频或音频集继续在向量化直接路径模式下操作。在这种情况下，优选的是，如果按照将在cmrsdr模式下操作的两个路径视为承载单一信号的单一路径的方式针对这种音频重新计算用于在向量化预编码器中使用的向量化系数，则与将所有四个线路视为形成向量化组的情形相比，针对那些音频的向量化问题在某种程度上更简单，这是因为现在考虑该向量化组以仅包括三个线路和相关联的信号。

优选的是(与将上游收发器连接到下游收发器的线缆对的数量无关)，上游收发器能够操作以执行以下功能：基于在上游收发器或下游收发器之一或二者处进行的测量生成信道估计(该信道估计包括直接信道和间接信道的信道估计)；确定在cmrsdr模式下和在向量化模式下应当使用哪些音频(因此在一些实施方式中可能包括确定适当截止频率)；与下游收发器传输关于在cmrsdr模式下将使用针对每个接收器部的哪些音频和在另选模式(或多个模式-例如向量化模式)下将使用哪些音频的信息；基于所生成的信道估计，生成在发送器部执行向量化时使用的适当向量化系数；并且通知上游发送器内的向量化预编码器模块哪些音频已经应用了向量化以及那些音频的适当向量化系数。在一些实施方式中，上游收发器可以另外包括用于执行预编码的最大比率组合器(mrc)预编码器模块，以使得到下游收发器中的接收器部中的预定接收器部的直接接收信号与到达预定接收器部的至少一个间接接收信号同相地到达预定接收器部。该间接接收信号例如可以是不直接耦接至预定接收器部的收发器部发送的信号(因此(可能经由直接连接至预定接收器部的该对线路)通过与预定接收器部的串扰到达预定接收器部)。另选地，间接接收信号可以是利用到预定接收器部与直接耦接到其的发送器部之间的直接传输路径的不可忽略耦接被发送到幻象模式信道的信号。

本发明的第二方面涉及一种用于经由在上游收发器与下游收发器之间延伸的两对(或更多对)线缆在所述收发器之间发送数据的系统，该系统包括：上游收发器，其包括第一发送器部和第二发送器部；下游收发器，其包括用于接收由所述上游收发器在差分模式下发送的信号的第一接收器部和第二接收器部；以及在所述收发器之间延伸的两对线缆；其中，所述上游收发器能够操作以使用能够利用多达(预定)数量的不同音频的离散多音频协议向所述下游收发器发送数据信号，其中(关于由该协议能够使用的音频的至少第一子集)相关信号在差分模式下被发送到两对线缆，使得在使用中，所述第一接收器部和第二接收器部中的每个接收由所述信道修改之后的发送信号中的相应一个信号以及另一个相关信号(从一对到另一对已发生串扰)的一些部分；并且其中，每个接收器部包括用于(针对所采用的离散多音频协议按照正常方式)将接收信号转换到频域的快速傅里叶变换(fft)模块、以及用于使用频域均衡系数进一步处理所得到的信号的频域均衡器，其中，根据与相应发送器部和对应接收器部之间的直接差分模式信道相关联的估计信道传输函数并且另外根据与另一个发送器部与对应接收器部之间的串扰信道相关联的估计信道传输函数计算该频域均衡系数(换言之，由第一接收器部使用的频域均衡系数取决于以下的估计信道传输函数：1)第一发送器部与第一接收器部之间的直接信道和2)第二发送器部与第一接收器部之间的串扰信道；类似地，由第二接收器部使用的频域均衡系数取决于以下的估计信道传输函数：1)第二发送器部与第二接收器部之间的直接信道和2)第一发送器部与第二接收器部之间的串扰信道)。

优选的是，下游收发器进一步包括信号组合器，该信号组合器用于组合由接收器部的频域均衡器中的每个输出的信号(即，在使用频域均衡系数处理所接收信号之后)(例如，通过将所得到的信号加在一起或者以某种方式组合所得到的信号)，以形成组合恢复信号，然后进一步处理组合恢复信号(例如由qam解调器)以获得发送数据。

优选的是，下游收发器进一步包括(向量化/cmrsdr)开关机构，该开关机构能够操作以将来自于快速傅里叶变换(fft)模块(其将所接收信号按照公知方式转换到频域)的输出信号切换到cmrsdr频域均衡器(feq)，之后是组合器(用于组合来自两个接收器的均衡相关信号以生成组合均衡信号)，或者切换到非cmrsdr频域均衡器(feq)(诸如，常规dsl最终用户调制解调器通常使用的)。优选的是，非cmrsdrfeq是在常规向量化dmt(离散多音频)调制解调器中使用的向量化feq。

这种系统在下文中称为组合多路径相关信号dsl(或dmt)接收(cmrsdr)系统。更优选的是，信号组合器能够操作以在信号被组合之前(或作为一部分)向这些信号应用权重。优选的是，组合器能够操作以根据权重值对信号进行加权，根据在确定频域均衡系数时使用的估计信道传输函数生成这些权重值。优选的是，权重值被生成以设法最大化组合信号的信噪比。本领域技术人员将理解，这可以使用被已知为最大比率组合的技术进行，所述技术在通常存在空中信道上的多分集的无线通信领域中是公知的。

根据本发明的第三方面，提供了一种收发器，其适于用作第二方面的下游收发器，该收发器包括：第一接收器部和第二接收器部，其用于在从上游收发器延伸到所述收发器的两对线缆上接收由上游收发器在差分模式下发送的信号；其中，上游收发器能够操作以使用能够利用多达(预定)多个不同音频的离散多音频协议向所述(下游)收发器发送数据信号，其中(关于所述协议能够使用的音频的至少第一子集)相关信号在差分模式下被发送到两对线缆，使得在使用中，第一接收器部和第二接收器部中的每个能够操作以接收由所述信道修改之后的发送信号中的相应一个信号以及另一个相关信号(从一对到另一对已发生串扰)的一些部分；并且其中，每个接收器部包括用于将接收信号转换到频域(以用于所采用的离散多音频协议的正常模式)的快速傅里叶变换(fft)模块、以及用于使用频域均衡系数进一步处理所得到的信号的频域均衡器，其中，根据与相应发送器部和对应接收器部之间的直接差分模式信道相关联的估计信道传输函数并且另外根据与另一个发送器部和对应接收器部之间的串扰信道相关联的估计信道传输函数计算该频域均衡系数。

优选的是，该收发器进一步包括信号组合器，该信号组合器用于组合由接收器部的频域均衡器中的每个输出的信号(即，在使用频域均衡系数进一步处理所接收信号之后)(例如通过将所得到的信号加在一起或者以某种方式组合所得到的信号)，以形成组合恢复信号，然后进一步处理组合恢复信号(例如由qam解调器)以获得发送数据。

优选的是，该收发器进一步包括(向量化/cmrsdr)开关机构，该开关机构能够操作以将来自快速傅里叶变换(fft)模块(其将所接收信号按照公知方式转换到频域)的输出信号切换到cmrsdr频域均衡器(feq)，然后是组合器(用于组合来自两个接收器的均衡相关信号以生成组合均衡信号)，或者切换到非cmrsdr频域均衡器(feq)(诸如，由常规dsl最终用户调制解调器通常使用的)。优选的是，非cmrsdrfeq是常规向量化dmt(离散多音频)调制解调器中使用的向量化feq。

优选的是，该收发器进一步包括snr监视器，该snr监视器用于监视在组合所接收信号之前的接收信号和所接收信号被组合之后的信号的snr，并且如果与仅对接收信号中的单个接收信号本身单独进行解调相比，组合信号会导致snr的劣化，则确定是否组合信号。

根据本发明的第四方面，提供了一种收发器，该收发器适于用作本发明的第二方面的上游收发器，该收发器包括：第一收发器部和第二收发器部，每个收发器部在使用时都能够连接至对应一对线缆，每对线缆依次能够分别连接至用于接收由上游收发器在差分模式下发送的信号的下游收发器的第一接收器部和第二接收器部；其中，所述第一发送器部包括第一离散多音频发送器，其用于在使用时，利用能够使用多达预定数量的不同音频的离散多音频协议，关于该协议能够使用的音频的第一子集，向所述下游收发器的所述第一接收器部发送承载第一数据集的第一信号集，并且关于该协议能够使用的音频的第二不同子集，将承载第三数据集的第三信号集发送到在第一发送器部与第一接收器部之间延伸的该对线缆；并且其中，第二发送器部包括第二离散多音频发送器，其用于在使用时，利用与第一发送器部相同的离散多音频协议，关于所述协议能够使用的音频的第一子集，向下游收发器的第二接收器部发送承载与第一数据集不同的第二数据集的第二信号集，并且关于所述协议能够使用的音频的第二子集，向在所述第二发送器部与所述第二接收器部之间延伸的该对线缆发送第四信号集，该第四信号集与该第三信号集相关并且承载与由该第三信号集承载的数据相同的第三数据集；并且其中，该收发器另外包括控制器，该控制器用于与所述下游收发器通信以协商哪些音频包括在所述第一子集中并且哪些音频包括在所述第二子集中，并且协调所述第一子集和第二子集的成分的变化，以考虑信道或者噪声环境的变化，由此将信道条件或噪声环境劣化的音频从所述第一子集中取出并且放到第二子集中。

通过在信道或噪声环境劣化时将音频从第一子集中取出并将其放到第二子集中，可以将在常规单信道模式(例如，向量化模式)中不再可行或有效的音频调换到cmrsdr模式，使得在那些音频上仍能够支持一些数据传输。

在一些实施方式中，由第四方面的收发器生成的第三信号集和第四信号集是相同的。

在一些另选实施方式中，第四方面的收发器进一步包括最大比率组合器预编码器模块，其用于对所述第三信号和第四信号进行预编码以使其不同但仍相关，这是因为它们仍按相同方式(例如，使用相同qam星座和星座映射)对相同第三数据集进行编码但相位旋转，使得到所述下游收发器中的所述接收器部中的预定接收器部的直接接收信号与到达预定接收器部的至少一个间接接收信号同相地到达该预定接收器部。该间接接收信号例如可以是由不直接耦接至预定接收器部的收发器部发送的信号(因此通过与预定接收器部的串扰(可能经由直接连接至预定接收器部的该对线路)到达预定接收器部)。另选地，间接接收信号可以是利用到预定接收器部与直接耦接到其的发送器部之间的直接传输路径的不可忽略耦接被发送到幻象模式信道的信号。

优选的是，发送器另外包括snr监视器，snr监视器用于监视所接收信号的snr或者用于接收由下游发送器确定的所接收信号的所测量snr的指示，并且用于将该信息传送到控制器，以用于在确定将哪些音频包括在音频的第一子集中以及将哪些音频包括在音频的第二子集中时使用，并且在一些实施方式中，进一步用于在确定将第二子集中的哪些音频应用mrc预编码时使用。

在一个实施方式中，该系统包括经由两个金属双绞线对连接在一起的接入节点和客户端驻地设备调制解调器装置，接入节点包括根据本发明的第四方面的上游收发器，客户驻地设备调制解调器装置包括根据本发明的第三方面的下游收发器。更优选地，接入节点能够操作以根据g.fast协议操作。优选的是，接入节点中的上游收发器另外能够操作为下游收发器，以用于将数据从客户驻地设备调制解调器装置发送到接入节点，因此包括如第三方面中描述的第一接收器部和第二接收器部，并且类似地，客户驻地设备调制解调器装置的下游收发器另外能够操作以作为根据第四方面的上游收发器操作，因此关于从客户驻地设备调制解调器装置发送到接入节点的数据，该下游收发器除了第一接收器部和第二接收器部之外包括第一发送器部和第二发送器部。

如上所述，本发明的多个方面涉及用于执行第一方面的方法的装置，特别是诸如最终用户调制解调器和接入节点(an)的形式(诸如，数字用户线接入复用器(dslam))，特别是能够操作以根据g.fast协议通信并且通过在落点(droppoint)与用户驻地之间延伸的两个或更多个短金属双绞线对的组可布置的这种调制解调器，使得金属双绞线对的长度小于500米，并且更优选地大约为250米或更少。另一方面涉及处理器可实现指令，该处理器可实现指令使得一个或更多个调制解调器执行本发明的第一方面的方法；类似地，进一步方面涉及载体介质(特别是诸如光或磁存储设备(例如软盘、硬盘驱动器、cd或dvd)的非暂时载体介质或者诸如ssd驱动器或者usb指状驱动器等的固态存储器设备)。

附图说明

为了更好地理解本发明，将参照附图仅作为示例对其实施方式进行说明，在附图中：

图1是本发明的实施方式的基本元件的示意图，其例示了包括第一发送器部和第二发送器部的上游收发器、包括第一接收器部和第二接收器部的下游收发器、以及分别将第一发送器部连接至第一接收器部并且将第二发送器部连接至第二接收器部的两个双绞线对；

图2是例示根据第一实施方式的图1的系统的原理组件的示意性框图；以及

图3是类似于图2的例示根据第二实施方式的图1的系统的原理组件的示意性框图。

具体实施方式

图1例示了以下分别关于参照图2和图3更详细描述的第一实施方式和第二实施方式公共的基本组件。从图1可以看出，该系统包括包含第一发送器部110和第二发送器部120的上游收发器100、包含第一接收器部210和第二接收器部220的下游收发器200、第一互连金属双绞线对310和第二金属双绞线对320。图1中示意性地例示的系统中的感兴趣的四个信道被示出用虚线标记为h11、h21、h12和h22，指示发送器部和接收器部之间的两个直接(差分模式)信道和两个间接串扰信道。特别地，h11指示第一发送器部110与第一接收器部210之间的直接信道(特别地，字母h通常用于指定信道传输函数)；h21指示从第一发送器部110到第二接收器部220的串扰信道；h12指示从第二发送器部120到第一接收器部210的串扰信道；以及h22指示在第二发送器部120与第二接收器部220之间的直接信道。

该配置可以针对(假设)无噪声系统(其中，噪声是指外部噪声而不是串扰噪声，因为串扰噪声已被明确表示出来)由方程(1)在数学上表示如下：

y＝hx(1)

或者另选地：

其中，h是2×2矩阵，其包含经由双绞线对310、320在发送器部110、120与接收器部210、220之间的耦接/信道系数。如图1并且如前所述，h11和h22分别表示第一发送器部与第一接收器部之间以及第二发送器部与第二接收器部之间的直接路径；而h21和h12分别表示从第一发送器部110到第二接收器部220和从第二发送器部120到第一接收器部210的串扰耦接，x和y分别是包含发送符号x1和x2以及接收符号y1和y2的列向量，注意，x1是由第一发送器部110发送到第一双绞线对310的符号，x2是第二发送器部120发送到第二双绞线对320的符号，而y1是由第一接收器部210(在差分模式下)接收的符号，并且y2是由第二接收器部220(在差分模式下)接收的符号。

为了简单起见，在本说明书中通篇使用上述(理想化)系统模型来更清楚地例示优选实施方式的运行，然后给出如何适用于存在外部噪声并且影响真实实施方式的操作的真实系统的解释。此外，对实施方式的描述仅考虑下游传输(从上游收发器到下游收发器)。然而，上游收发器中的接收器的实现和下游收发器中的发送器的实现对于下游操作是对称的，因此无需进一步明确说明。

第一实施方式

现在参照图2，示出了根据第一实施方式的图1的上游收发器100和下游收发器200中的原理组件的示意性示例。因此，如所示，图2中的第一实施方式的上游收发器100包括控制器1000、第一发送器部110和第二发送器部120。注意，对于上游收发器100存在单个向量化预编码器模块1010，该向量化预编码器模块在第一发送器部和第二发送器部之间被共享(本领域技术人员容易理解，这是由于向量化预编码器模块需要知道在向量化组内的所有线路上发送的信号-在本示例中是线路310和320)。同样如图2所示，互连双绞线对连接310和320分别在第一发送器部110和第二发送器部120到下游收发器200中的第一接收器部210和第二接收器部220之间延伸。如图2所示，下游收发器200包括控制器2000、第一接收器部210和第二接收器部220；类似于上游收发器，下游收发器另外包括共享模块，在该情况下，共享模块为频域均衡器和组合器模块2010。在简要描述发送器部和接收器部中的每个内的其它组件之后，下面将更详细地说明该模块的功能和功能结构。

第一发送器部和第二发送器部中的每个分别包括数据源、编码器和串并转换模块110和120；分别包括第一qam调制器模块1120和第二qam调制器模块1220；共享向量化预编码器模块1010；分别包括第一ifft模块1130和第二ifft模块1230、以及第一上游模拟前端模块1140和第二上游模拟前端模块1240。第一接收器部210和第二接收器部220中的每个分别包括第一下游模拟前端模块2150和第二下游模拟前端模块2250；分别包括第一fft模块2140和第二fft模块2240；共享频域均衡器和信号组合器模块2010；分别包括第一qam解调器模块2120和第二qam解调器模块2220；以及分别包括第一解码器和第二解码器、以及接收数据接口模块2110和2210。

如所述，第一发送器部110和第二发送器部120中的每个分别包括数据源、编码器以及串并转换模块110和1210。这产生数据片段(布置在适于针对相应音频采用的qam调制的比特组中)-例如，如果认为音频1能够支持每符号8比特，则数据源、编码器和串并转换模块110生成8比特的组d1¹，其中，下标表示这是针对音频1的数据组，上标表示其来自第一发送器部110而不是第二发送器部120。数据片段d1¹到dn¹以及d1²到dm²随后被转发到相应qam(正交幅度调制)模块1120和1220，qam模块1120和1220将每个数据片段映射到相应星座点以分别生成复数x1¹到xn¹以及x1²到xm²(表示映射到的星座点)。这些值随后被传送到共享向量化预编码器模块1010。

此时，应当注意的是，在当前考虑的示例中，假设系统已经确定要使用常规向量化操作模式来发送音频1至m(因此对应于所要求的音频的第二子集)，而使用cmrsdr模式发送音频m+1至n(因此音频m+1至n构成所要求的音频的第一子集)。在优选实施方式中，基于对通过所论述的音频在向量化模式下发送数据的可行性的评估做出在哪个模式使用哪些音频的选择-例如，如果对于大于音频m的所有音频的每音频平均比特数(即，对于音频m+1到音频n)低于诸如1或2的预定数量，则可以选择m作为截止音频，高于m，则采用cmrsdr操作模式。为此，进一步应当注意的是，在用于减轻串扰影响的向量化能力与上述h矩阵的非对角分量的相对大小之间存在强相关。因此，在一些实施方式中，可以基于在h中的非对角项开始始终等于或大于对角项的点(即，音频)来确定截止音频。注意，在cmrsdr操作模式下，仅能够发送数据片段的单个集合，这就是为什么第二数据源编码器和串并转换模块1210仅生成数据片段d1²至dm²，而第一模块1110生成数据片段d1¹至dn¹(n大于m)。

共享向量化预编码器模块1010取复数值x1¹至xm¹和x1²至xm²，并且使用预定向量化系数(例如，以任何适当常规方式获得)对这些值进行预编码以生成预编码值至和至此外，第一实施方式中的向量化预编码器模块取值xm+1¹至xn¹，并且分别结合预编码值至和至将这些值(不修改)提供至第一ifft模块和第二ifft模块。

ifft(逆快速傅里叶变换)模块1130和1230完全是常规的并且按正常方式操作，以将输入复数值的各集合从频域转换到时域，以进行后续模拟处理并且通过相应金属双绞线对(310或320)发送。特别是，至和至由第一ifft模块1130处理，而至和至由第二ifft模块1230处理。

从ifft模块1130和1230输出的值(现在在时域中)随后分别被传送到按正常模式操作的第一模拟前端模块(afe)1140和第二模拟前端模块1240，以从由ifft模块输出的值生成分别通过金属双绞线对310和320发送的信号。

这些信号传送通过金属双绞线对，金属双绞线对的信道特性在图2中由方框300例示，并且对应于(排除了外部噪声的影响)函数h(t)，其是等效于上面讨论的信道传输矩阵h的时域。在传送通过信道300(包括两个tmp310和320)之后，信号分别由第一接收器部210和第二接收器部220接收，其中，发送器部中的组件的操作大致被反转以恢复下述所发送数据。

因此，信号在相应模拟前端模块2150和2250处被接收并且按正常方式被处理以生成串并转换值，以供fft(快速傅里叶变换)模块2140和2240按正常方式处理，以分别生成频域值y1¹至yn¹和y1²至yn²。然后，这些值被转发到频域均衡器和信号组合器模块2010。该模块执行多个功能。首先，一系列开关(其在控制器模块2000的控制下操作，该控制器模块2000与上游收发器控制器模块1000通信地操作，如由连接这两个控制器模块的虚线箭头所示的)选择与不同音频相对应的信号是被转发到向量化频域均衡器(v-feq)2013或2014还是被转发到最大比率组合频域均衡器(mrc-feq)2011、2012。注意，从由第一接收器部210接收的信号获得的值y1¹至yn¹被传送到第一v-feq2013或第一mrc-feq2011，而从由第二接收器部220接收的信号获得的值y1²至yn²被传送到第二v-feq2014或第二mrc-feq2012。此外，在当前示例中，音频1-m在向量化模式下被发送和接收，因此值y1¹至ym¹被传送到第一v-feq2013，而音频m+1至n在cmrsdr模式下被发送和接收，因此值ym+1¹至yn¹由开关(在图中并未单独示出)传送到第一mrc-feq2011。类似地，对于从由第二接收器部220接收的信号获得的值，值y1²至ym²被传送到第二v-feq2014，值ym+1²至yn²由开关传送至第二mrc-feq2012。

在对所发送信号应用向量预编码之后，v-feq仅基于从相应afe模块(对于第一v-feq2013而言是2150，对于第二v-feq2014而言是220)接收的观察信号获得的信道估计来执行正常频域均衡。预编码模块1010的操作是在很大程度上去除来自其它信道的串扰的影响，使得串扰影响大部分能够被v-feq模块忽略。来自第一v-feq模块2013的输出值至随后被传送到第一qam解调器2120以用于qam解调，并且来自第二v-feq模块2014的输出值至随后被传送到第二qam解调器2220以用于qam解调。对于后者这些值至操作几乎结束，因为第二qam解调器2220仅将这些值简单地映射回去以获得针对所接收数据片段至的估计值，所述估计值除了任何误差(例如由外部噪声引起等)以外现在应当对应于所发送数据片段d1²至dm²；这些值然后被传送到第二解码器和接收数据接口2210，接收数据接口在控制器2000的控制下对数据进行解码，并且将其与来自第一解码器和接收数据接口2110的数据重组，然后将接收并解码的数据传送到作为接收(并解码)数据的目的地的更高层应用。注意，在正常情况下，qam解调器可以基于以正常方式对所接收信号的信噪比和信号强度测量/估计的评估来执行一些分割(slicing)水平调节。

mrc-feq模块2011和2012对未执行向量化预编码的值/信号执行均衡。因此，按照明确取决于直接信道和间接(串扰)信道的信道估计的方式获得在这些mrc-feq中使用的均衡系数。在下面的数学讨论中将描述用于该目的的具体公式。然而，目的是均衡通过直接串扰路径和间接串扰路径接收的信号。这可以在本实施方式中进行，因为相同信号被发送到直接信道和间接(串扰信道)。应当注意的是，这两个信号(被发送到直接信道和间接信道)不必须完全相同-下述第二实施方式对信号进行预编码，使得它们不相同，但它们应当充分相关，使得与在它们组合之前的任意信号相比，对均衡后的信号的随后组合可以使得组合信号的信噪比改善。

然后在组合器2015中对从mrc-feq2011和2012输出的值进行加权和求和。根据公知最大比率组合原理，基于在两个接收器部210和220处(逐音频地)接收的信号的信噪比和信号强度的估计来确定权重。然后，输出值至(再次经由图2中未示出的开关)被传送到第一qam解调器2120，以与由第一v-feq2013输出的值至一起被qam解调。在解调之后，这生成排除错误的估计数据片段至其应当对应于发送数据片段d1¹至dn¹，并且对于数据片段d1²至dm²，它们被传送到它们的对应解码器和接收数据接口2110(第一个)以解码并与由第二解码器2210恢复的数据重组，然后(在控制器2000的控制下)将接收并解码的数据传送到为数据的目的地的更高层。

这完成了对图2操作的说明。应当注意的是，除了模拟前端模块1140、1240、2150、2250以外，所有其它模块都在数字域中对信号/值进行操作，因此实际上可能实现为在正常方式下在专用和共享数字信号处理器布置内操作的软件模块。因此，第一发送器和接收器与第二发送器和接收器部之间的区别仅是功能上的而不是物理上的，并且按照图1和图2中的方式例示，以帮助理解实施方式，而不是旨在反映所述模块之间的任何真实物理分离。

还应当注意的是，每个mrc-feq对应于所要求的频域均衡器(而不是v-feq，v-feq不使用取决于非相应发生器部和接收器部之间的间接串扰信道的系数)。此外，组合器2015对应于所要求的组合器，v-feq对应于所要求的非cmrsdrfeq，并且开关(结合控制控制器2000)对应于所要求的开关机构。

第二实施方式

现在转到图3，其描述了更复杂的实施方式，其中，除向量化音频以外对非向量化音频执行预编码。针对非向量化音频的预编码被称为mrc预编码，并且操作以在接收器部中的一个(并且通常仅一个)处同相地对准直接接收信号与间接接收信号。在下面的两个实施方式的操作的数学解释中描述了为此目的的适当预编码系数的生成。

因此，在图3中，用相似附图标记指代相似元件(用撇号表示包含改进元件的组件与图2中对应组件的不同之处仅在于该改进元件)，并且与图2的唯一区别是图2的预编码器模块1010由现在生成不同输出值的向量化或mrc预编码器3010代替，因此：输出到第一ifft1130的值对于音频1至m而言在至未改变，但对于音频m+1至n而言，并非简单地对接收值xm+1¹至xn¹不加改变地转发，而是对其这些值进行预编码以生成mrc预编码值至并转发到ifft1130；此外，输出到第二ifft1230的值对于音频1至m而言在至也未改变(即，向量预编码之后的输入值)，而对于音频m+1至n而言，它们是与至不同的值至(但是当它们从相同qam星座值xm+1¹至xn¹得到时，它们与这些值有关)，因为它们以稍微不同的方式被预编码，使得在从第二发送器部120'经由间接串扰路径在第一接收器部210处接收到这些值之后，它们可以与从第一发送器部110'经由直接路径在第一接收器部210处接收的值同相对准，如下面在数学解释中解释的。

第二实施方式的唯一进一步区别是，计算mrc_feq系数的方式略有修改，以在第二接收器部执行必要相位校正-这将在下面的数学解释中再次说明。

数学解释

下面是对第一实施方式和后续第二实施方式的操作的简要数学解释。应当注意的是，在下文中，该解释仅针对单个音频给出。因此，不要求针对音频索引的下标，而是下标现在表示该值属于/涉及第一或第二发送器(对于x值)中的哪个或者第一或第二接收器部(对于y值)中的哪个。这使得解释容易理解何处要求取指数(例如，平方值)。因此，上标2表示该值上升到指数2(即，平方)。

第一实施方式：

此处，作为所例示的示例，我们假设mrc被应在所接收信号处。为此，我们插入x1而不是x2，因此方程(1)变成：

为了使(2)实现有益组合(constructivecombining)，引入包含加权系数的行向量g以对相位以及直接路径和串扰路径的路径损失进行预补偿，因此：

其中，表示h的转置共轭。一旦在接收器处计算/估计出g，数据就可以恢复如下：

y2＝x2(h22+h21)，(4)

其中，(h22+h21)是h2，因此估计数据变成：

即：

mrc增益

组合向量g通过以下最大化接收器2处的信噪比：

并且在接收器1处：

直观地，当串扰系数为零(即，h21＝h12＝0)或者被不考虑时，增益在(5和6)中变为1(unity)。此外，串扰变得越强，则能够实现的增益越高。类似地，每个附加串扰路径都对snr有贡献。

如果接收器1和2一起操作，则mrc增益变成：

通过组合接收器1和2实现完全信道利用。

第一实施方式的信号跟踪

信道由下式给出

1)在数据源之后(注意：实际上，我们仅考虑应用cmrsdr的音频-即音频m+1到音频n，因此在数据源处仅生成一个数据集，并且在技术上不存在数据向量的底端行，但由于在预编码器处有效地创建了该第二行，因此在数学分析的该阶段便于包括底端行，因为其在数学上等价于实际发生的情形)。

2)在qam之后

3)在信道之后(并且转换到时域并再次转换回来)

4)在结合接收器处-注意，假设完全认知信道，因此频域信道均衡被应用如下：

5)对这些信号求和(即，生成)，使得如果h1和h2相等，则snr乘以因子2。最后，在解调之前调整分割水平。

第一实施方式的数值示例

作为示例，考虑如下数值示例(对于特定音频和符号)，因此：

信道

数据

符号

信道和接收的符号

均衡

组合

(由于ρ1+ρ2＝1)

解调

第二实施方式：

在发送器侧实现为预编码的mrc-其优点

基于发送器的实现的优点是，至少在一个接收器处存在相干叠加。第二接收器部(在包括幻象的情况下为第三接收器部)处的接收可以在频域中通过相位均衡来校正。下面用数值示例提供实现步骤(对于发送器和接收器实现)。在该部分中，仅提供信号数学模型。

针对两个线路(结合dsl涉及两对)的信道频率响应因此被表示为：

数据和信号的集合由下式给出：

并且无噪声的非预编码信号集为：

在mrc的情况下，所发送信号由h的转置共轭加权，因此：

在这种预编码系数下，信号在接收器1处被完美对准，而接收器2要求相位校正，如下：

其中，h^*h＝|h|²

在该情况下，第一集合是相干的，而第二集合不是相干的

y1＝x(|h11|+|h12|)，

因此，在接收器中必须使用特定检测系数

数值示例：

对于给定信道：

数据

符号

mrc、信道和所接收符号

均衡之后

组合之后

在阅读以上内容之后，对于本领域技术人员而言明显的是，上述实施方式允许即使在甚至对于使用向量化的短线路而言串扰的衰减和高电平变成一个问题的高频下，也能够有效地利用结合的双绞线对环境。该解决方案可以完全基于逐音频来实现，但方便的是具有单个截止音频，在超过该截止音频时(具有增大的频率)，在相关信号操作模式下采用能够支持数据(在相关信号操作模式下)的所有其余音频。实施方式特别可应用于g.fast类型安装，其设想在相对短距离的双绞铜线对上提供极高带宽连接时使用极高频率音频。在这种情况下，直接执行精确信道估计，因为能够在不对其它用户造成不便的情况下(两条线路只有一个用户)使用训练过程，并且用户可用的带宽足够高，使得在执行信道估计时消耗的少量带宽不太可能带来太大影响。类似地，可以容易地执行snr估计而不会对用户造成很大不便。

借助信道的准确知识，通过在结合系统中在两个双绞线对上发送相同(或者密切相关)信号，即使在高串扰耦接和高电平外部噪声可能妨碍能够利用那些频率的向量化解决方案的情况下，系统仍能够发送有用数据。