基于开环捕获与闭环跟踪的高动态载波同步方法与流程

本发明属于通信技术领域，特别涉及载波同步通信技术领域中的一种基于开环捕获与闭环跟踪的高动态载波同步方法。本发明可用于高动态环境下的通信载波同步，获得载波参数估计值，实现高动态环境下接收端的准确解调。

背景技术：

在载波同步技术领域中，由于传输损耗及噪声干扰，接收端难以获得准确的载波同步信息。在高动态环境中，通信双方由于存在较大的相对运动速度及加速度导致接收端接收到的信号在载频上会有较大的多普勒频偏及多普勒变化率，使得载波同步过程更加困难。为了适用高动态环境，中低动态接收机的载波跟踪环路带宽必须被加宽来捕获和跟踪上接收信号的多普勒频偏及其变化率，然而环路带宽的加大又势必导致载波跟踪精度的降低，导致载波跟踪失败。因此，传统的载波同步技术无法满足高动态环境下的应用需求，我们必须创新载波同步技术以适应高动态环境。

Won J H,Pany T,Eissfeller B在其发表的论文“Iterative Maximum Likelihood Estimators for High-Dynamic GNSS Signal Tracking”(IEEE Transactions on Aerospace&Electronic Systems,2012,48(4):2875-2893)中提出在每一帧的最前端添加一定长度的导频序列用于完成载波同步的方法。该方法首先获得数据帧的导频信息，然后利用导频通过最大似然算法进行多维穷搜索，最后得到多普勒频偏及其变化率的估计值完成载波同步。该方法存在的不足之处是：在进行最大似然搜索时，多维的穷搜索的计算复杂度高，运算量大，使得这种方法的载波同步慢，难以适合高动态环境高速同步要求。

清华大学申请的专利“一种直升机卫星通信载波同步方法及系统”(公开号：CN106027437A，申请号：2016102899001，申请日：2016年05月04日)中公开了一种利用锁相环和消息传递算法完成载波同步的方法。该方法首先利用锁相环进行初同步，然后基于因子图消息传递算法，反复迭代完成载波同步。该方法存在的不足之处是：锁相环的跟踪范围有限，并且不能跟踪多普勒变化率信息，使得这种方法在高动态环境下同步效果不理想。

综上所述，虽然现有的载波同步方法能在一定动态范围内实现载波同步，但是由于其存在多维穷搜索，运算复杂度高，不利于工程实现，或者同步范围小，难以适合高动态环境。

技术实现要素：

本发明的目的在于针对上述现有技术的不足，提出一种基于联合开环捕获与闭环跟踪的载波同步方法，以实现高动态范围，高精度，低复杂度的实现方法。

为实现上述目的，本发明包括如下步骤：

(1)数据初始化：

将含有多普勒频偏及变化率载波中的导频长度设置为128比特，数据长度1000比特，最大跟踪次数10，多普勒频偏对应的收敛误差10^-2，多普勒变化率对应的收敛误差10^-5，高动态环境下的多普勒频偏范围在(-10^-4，10^-4)和多普勒变化率范围在(-0.25，0.25)；

(2)发送信息：

发射机发送含有高动态环境下的多普勒频偏范围在(-10^-4，10^-4)和多普勒变化率范围在(-0.25，0.25)的载波；

(3)对接收信息进行分离：

将通信接收端接收到的载波中前128比特，作为导频信息，将载波中前128比特之后的1000比特，作为数据信息；

(4)对导频信息进行开环捕获：

(4a)将导频信息与通信发射机中的本地导频信息共轭相乘，得到导频的去调制信息；

(4b)利用多普勒频偏的估计值公式，计算导频中的多普勒频偏的估计值；

(4c)利用多普勒变化率的估计值公式，计算导频中的多普勒变化率的估计值；

(5)更新数据信息：

用导频中的多普勒频偏和多普勒变化率的估计值，以复共轭的形式乘以接收信息分离后的数据信息，得到含有剩余多普勒频偏和多普勒变化率的更新后的数据信息；

(6)对更新后的数据信息进行跟踪：

将更新后的数据信息，输入到含有C₁，C₂和C₃三个参数的三阶锁相环中，进行跟踪，得到跟踪后的多普勒频偏和多普勒变化率估计值；

(7)判断当前跟踪后的多普勒频偏和多普勒变化率估计值是否满足终止条件，若是，则执行步骤(8)，否则，执行步骤(6)；

(8)将跟踪的结果作为载波同步的估计值，完成闭环跟踪过程。

本发明与现有技术相比较具有如下的优点：

第一，由于本发明分别利用多普勒频偏的估计值公式和多普勒变化率的估计值公式，计算导频中的多普勒频偏的估计值和多普勒变化率的估计值，克服了现有技术载波同步方法在多维穷搜索时计算复杂度高，运算大，同步慢的不足，使得本发明更适合高动态环境进行载波同步，具有低复杂度、运算速度快的优点。

第二，由于本发明经过开环捕获后，利用含有三个参数的三阶锁相环中进行跟踪，得到新的多普勒频偏和多普勒变化率的估计值，克服了现有技术载波同步方法在估计范围有限和无法估计多普勒变化率的不足，使得本发明提高了多普勒频偏和多普勒变化率的估计范围和精度，具有高精度和大范围的优点。

附图说明

图1是本发明的流程图；

图2是本发明三阶锁相环结构示意图；

图3是本发明在不同的环路带宽条件下误码率与理论值的对比图；

图4是本发明在不同多普勒频偏条件下误码率与理论值的对比图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步的描述。

参照图1，本发明的具体实施步骤如下：

步骤1，数据初始化。

将含有多普勒频偏及变化率载波中的导频长度设置为128比特，数据长度1000比特，最大跟踪次数10，多普勒频偏对应的收敛误差10^-2，多普勒变化率对应的收敛误差10^-5，高动态环境下的多普勒频偏范围在(-10^-4，10^-4)和多普勒变化率范围在(-0.25，0.25)。

步骤2，发送信息。

发射机发送含有高动态环境下的多普勒频偏范围在(-10^-4，10^-4)和多普勒变化率范围在(-0.25，0.25)的载波。

步骤3，对接收信息进行分离。

将通信接收端接收到的载波中前128比特，作为导频信息，将载波中前128比特之后的1000比特，作为数据信息。

步骤4，对导频信息进行开环捕获。

将导频信息与通信发射机中的本地导频信息共轭相乘，得到导频的去调制信息；

利用多普勒频偏的估计值公式，计算导频中的多普勒频偏的估计值；

所述多普勒频偏的估计值公式如下：

按照下式，计算多普勒频偏的估计值公式中的估计系数：

其中，α_N表示多普勒频偏的估计值公式中的估计系数，N表示含有多普勒频偏及变化率载波中的导频长度；

按照下式，计算多普勒频偏的估计值公式中的多普勒频偏的估计值：

其中，表示多普勒频偏的估计值公式中的多普勒频偏的估计值，T表示接收端接收到的载波的码元周期，∑表示求和操作，表示导频去调制信息中第k个相位值，k的取值范围为从1到N的正整数。

利用多普勒变化率的估计值公式，计算导频中的多普勒变化率的估计值。

所述的多普勒变化率的估计值公式如下：

其中，表示多普勒变化率的估计值公式中的多普勒变化率的估计值，表示导频去调制信息中第i个相位值，i的取值范围为从1到N的正整数。

步骤5，更新数据信息。

用导频中的多普勒频偏和多普勒变化率的估计值，以复共轭的形式乘以接收信息分离的数据信息，得到含有剩余多普勒频偏和多普勒变化率的更新后的数据信息。

步骤6，对更新后的数据信息进行跟踪。

将更新后的数据信息，输入到含有C₁，C₂和C₃三个参数的三阶锁相环中，进行跟踪，得到跟踪后的多普勒频偏和多普勒变化率估计值。

参照图2，本发明的三阶锁相环具有C₁，C₂和C₃三个参数，图2中的NCO表示三阶锁相环的数控振荡器，Z^-1表示延时器。由图2可见，信息进入三阶锁相环后，利用延时器，根据信息存在多普勒频偏及频偏变化率，产生相位误差信息，最后NCO利用相位误差信息获得的多普勒频偏和多普勒变化率估计值。

本发明的三阶锁相环的C₁，C₂和C₃三个参数是通过下述公式计算得到的：

其中，C₁表示三阶锁相环的第一个参数，b表示阻尼系数为0.707的经验值，ω_n表示三阶锁相环环路的固有频率，K_o表示三阶锁相环的数控振荡器增益，K_d表示三阶锁相环的鉴相器增益，a表示阻尼系数为0.707的先验值，C₂表示三阶锁相环的第二个参数，C₃表示三阶锁相环的第三个参数。

步骤7，判断当前跟踪后的多普勒频偏和多普勒变化率估计值是否满足终止条件，若是，则执行步骤(8)，否则，执行步骤(6)。

所述的终止条件是指，达到最大跟踪次数10的条件或者同时满足以下两个误差公式的两种情形中的一种：

其中，Δf表示多普勒频偏值的误差，f表示待估计的多普勒频偏，表示当前跟踪的多普勒频偏估计值，ξ表示多普勒频偏对应的收敛误差，|·|表示绝对值操作，Δa表示多普勒变化率值的误差，a表示待估计的多普勒变化率，表示当前跟踪的多普勒变化率估计值，λ表示多普勒变化率对应的收敛误差。

步骤8，将跟踪的结果作为载波同步的估计值，完成闭环跟踪过程。

下面结合仿真图对本发明的效果做进一步的说明。

1.仿真条件：

本发明仿真实验的硬件测试平台是：Intel Core i7 3770K CPU，主频3.50GHz，内存16GB；软件仿真平台为：windows 7 64位操作系统和Matlab 2014a；信道模型采用高斯白噪声信道，高动态环境下含有多普勒频偏及变化率载波中的导频长度设置为128比特，数据长度为1000比特，最大跟踪次数为10，多普勒频偏对应的收敛误差10^-2，多普勒变化率对应的收敛误差10^-5，信噪比范围为(6,12)。

2.仿真内容与结果分析：

仿真实验1，三阶锁相环的环路带宽依次为0.06、0.04和0.02，在不同的信噪比条件下，采用本发明基于联合开环捕获与闭环跟踪高动态载波同步算法最终获得的误码率与理论值的对比，结果如图3所示。

图3中的横坐标表示符号信噪比，纵坐标表示误码率。图3中以方块标识的曲线表示三阶锁相环0.06环路带宽的误码率曲线，以叉号标识的曲线表示三阶锁相环0.04环路带宽的误码率曲线，以星号标识的曲线表示三阶锁相环0.02环路带宽的误码率曲线，以圆圈标识的曲线表示理论误码率曲线。从图3可看出，环路带宽影响通信系统的误码率性能，环路带宽越低，误码率越低，因此当需要降低通信系统误码率时，可以适当降低环路带宽。

仿真实验2，多普勒频偏依次为0.2、0.15和0.05Hz/s，在不同的信噪比条件下，采用本发明基于联合开环捕获与闭环跟踪高动态载波同步算法最终获得的误码率与理论值的对比，结果如图4所示。

图4中的横坐标表示符号信噪比，纵坐标表示误码率。图4以方块标识的曲线表示多普勒频偏为0.2Hz/s误码率曲线，以叉号标识的曲线表示多普勒频偏为0.15Hz/s误码率曲线，以三角形标识的曲线表示多普勒频偏为0.05Hz/s误码率曲线，以圆圈标识的曲线表示理论误码率曲线。从图4中看出，多普勒频偏的大小影响通信系统的误码率性能，待估计的多普勒频偏越小，则通信系统误码率越低，越接近理论值；当信噪比大于9dB时，本发明的载波同步算法获得几乎接近理论值的误比特性能，比传统高动态载波同步误码率性能更好。