一种基于闭环功率控制的隐藏节点定位方法与流程

本发明属于移动通信领域，尤其涉及移动通信全双工中继系统中隐藏节点的定位问题。

背景技术：

在过去的几十年中，认知无线电技术已经被广泛的研究，其中频谱共享技术是研究的一大热点。在频谱共享中，anchor(锚点)与rx(接收机)间的交叉信道增益的估计在基于接收信号强度(rss)的定位方法十分重要。在基于tx(基站)、anchor与rx的系统中，如果只有rx对系统是隐藏的，那么可以通过一种主动的方法来估计anchor-rx之间的交叉信道增益。原理就是anchor通过交叉信道发送干扰信号，从而导致rx端接收信号的信噪比(snr)发生变化，为了使rx的接收信号的信噪比(snr)达到目标门限，tx-rx系统采用闭环功率控制(clpc)自适应调节tx的发射信号功率，而该功率的改变包含了anchor-rx的交叉信道增益信息。但此方法中anchor发送的干扰信息将会对rx产生干扰。

另外一种估计方法是将anchor作为全双工中继，anchor将接收的信号放大之后转发给rx。rx端接收的信号由两路信号组成，一路是tx-rx的直达信号，另一路是anchor-rx的中继信号。由于中继信号将会导致rx接收信号的信噪比产生变化，从而触发clpc。在这种方法中，根据两路信号的到达时间差(tdoa),rx端接收的信号的信噪比有不同的表达形式。当两路信号的tdoa大于最大可容许时延时，这种情况称之为大时延(ltd)，此时系统将两路信号作为一路信号处理。当两路信号的tdoa不超过最大可容许时延时，这种情况称之为小时延(std)，此时系统将其中一路信号作为主信号，另外一路信号作为噪声处理。

上述两种方法都是基于anchor对系统已知，但当anchor作为隐藏节点时，系统无法获取anchor的信息，此时上述两种估计方法将无法使用。

技术实现要素：

本发明的发明目的在于：针对现有技术的不足，提出一种针对作为放大转发型全双工中继的隐藏节点anchor的定位方法。本发明中，系统无法获取作为全双工中继的隐藏节点anchor的信息。在对anchor进行定位之前，本发明先利用信号检测理论对anchor进行检测，判别anchor是否存在。确定anchor存在之后，为了估计anchor-rx，tx-anchor之间的交叉信道增益(ccg)，在rx端设置两个目标信噪比通过clpc自适应调节tx的发射功率，从而估计系统中各个节点之间的信道信息。为了消除与anchor相关的未知参数如振幅增益系数g对定位的影响，本发明通过设置监听接收机(mrx)，监听tx与anchor发送的信号以消除其中的未知参数影响。由于系统中各个节点之间的信道信息包含了anchor的位置信息，将信道信息转换为anchor的坐标之后，通过线性求解方法达到定位anchor的目的。

本发明的基于闭环功率控制的隐藏节点定位方法，包括下列步骤：

步骤1：在基站(tx)的通信范围内设置多个能与基站通信的监听接收机(mrx)，从而可以接收到来自接收基站、中继节点(anchor)的发送信号。该监听接收机的本质还是基站的通信范围内的接收机，故即可以利用系统已有的接收机，也可以是新增的接收机。

步骤2：检测待定位中继节点是否存在：

对监听接收机接收的信号进行采样，获取观测信号一个块衰落(blockfading)内取两次相邻采样值的差作为观测信号，即采样点n＝1、2、……2n-1(2n为总的采样次数)；

用σ²表示基站与接收机间的噪声方差，表示存在anchor时的噪声方差(第一噪声方差)，表示不存在anchor时的噪声方差(第二噪声方差)，且g表示anchor的振幅增益，表示anchor与rx之间的信道系数，故采用最大似然估计可计算求得的估计值

基于估计值的计算结果设置用于检测anchor是否存在的检测门限γ：

其中pfa表示预设的用于检测anchor是否存在虚警概率门限pfa，用h0表示anchor不存在，用h1表示anchor存在，则pfa＝p(h1|h0)，p(h1|h0)表示h0为真时判决结果为h1的概率。

若则可判定当前的无线通信系统中存在anchor，进而对其进行定位处理；否则等待一个检测周期后，继续执行步骤2。

步骤3：基于两次信号估计获取anchor与mrx之间的交叉信道增益信息：

在基于tx、anchor与rx的系统中，当不存在中继信号时(anchor未工作)，tx以初始功率p0发送信号；当存在中继信号时，由于中继信号会导致rx接收信号的信噪比产生变化，从而触发clpc，调节tx的发射功率以保证rx的接收信号snr到达信噪比门限g0表示tx与rx之间的大尺度(对应ltd)衰落系数。

当rx接收到两路接收信号(中继信号和直达信号)时，小时延(std)条件下，rx将两路接收信号作为一路信号处理；大时延(ltd)条件下，rx选择两路接收信号中信号较强的一路作为理想信号(通常中继信号的信号较强)，另外一路接收信号作为噪声处理，即分别对两路接收信号进行噪声分离处理后，得到分离噪声后的信号sr和sd，其中sr的信号强度大于sd，叠加两路接收信号的噪声得到噪声信号则rx端接收信号snr可表示为其中ge表示tx与rx之间的等效信道增益ge，g1表示tx与anchor之间的大尺度衰落系数，g2表示anchor与rx之间的大尺度衰落系数。其中，节点间的大尺度衰落系数g与节点间的距离d(单位为km)满足映射关系：g＝λlog(d)+b，参数λ和b的取值取决于具体的应用场景，例如g＝-128.1-37.6log(d)。

因而基于可得tx与rx之间的等效信道增益ge为：由于tx-rx系统会根据clpc动态调节tx发射功率以保证rx接收信号snr达到门限γt，即因此基于预设的门限γt，可以求出tx调整后的功率为：进而获取功率调整后的交叉信道增益信息。

301：设置第一目标信噪比门限(根据实际应用系统进行设置)，根据得到对应的第一信道增益ge_1，并根据得到第一调整功率p1，即触发clpc后，tx调整后的发射功率；

302：监听接收机基于当前接收的两路接收信号，分别进行噪声分离处理后，得到分离噪声后的信号sr和sd，其中sr的信号强度大于sd，叠加两路接收信号的噪声得到噪声信号再根据计算监听接收机的第一信噪比，其中k为监听接收机的区分符；

303：设置第二目标信噪比门限(根据实际应用系统进行设置，且与的值不同)，根据得到对应的第二信道增益ge_2，并根据得到第一调整功率p2；

304：监听接收机基于当前接收的两路接收信号，分别进行噪声分离处理后，得到分离噪声后的信号sr和sd，其中sr的信号强度大于sd，叠加两路接收信号的噪声得到噪声信号再根据计算监听接收机的第二信噪比；

305：因故可以得到中继节点与各监听接收机间的交叉信道增益信息g²g′2_k与g²g1g′2_k：

其中，g′2_k表示第k个监听接收机与中继节点间的交叉信道增益，g′0_k表示第k个监听接收机与基站间的交叉信道增益(系统已知参数)。

步骤4：对中继节点进行定位：

计算送端与中继节点间的大尺度衰落系数

因故可以得到

根据g＝λlog(d)+b可得：

其中：d′2_k为第k个监听接收机与中继节点间的距离；

基于基站的位置坐标(x0,y0)，监听接收机的位置坐标(xk,yk)可得到中继节点的位置坐标(x,y)：

令ek＝2(ukx0-u0xk)，fk＝2(uky0-u0yk)，化简并消去未知参数v，得到一个关于中继节点的位置坐标(x,y)的线性方程：ekx+fky＝qk。

可以看出每组g²g2，g²g'2_k，g1可以化简为一个线性方程ekx+fky＝qk，同时利用k个监听接收机的g²g'2_k可以构建一组如下线性方程组：

hx＝c，其中

对所构建的线性方程组进行求解(例如最小二乘法)，得到中继节点的估计坐标位置为

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：在基于tx、anchor与rx的系统中，当第三方隐藏节点anchor作为全双工放大转发型中继时，本发明能实现对该隐藏节点的定位。

附图说明

图1是本发明的系统模型图；

图2是anchor检测的成功率仿真图；

图3是交叉信道增益g²g2，g²g′2，g²g1g2，g²g1g′2估计的均方根误差值仿真图；

图4是交叉信道增益g²g′2/g²g2估计的均方根误差值仿真图；

图5是交叉信道增益g1估计的均方根误差值仿真图；

图6是rx位置的均方根误差值仿真图；

图7是rx位置的定位成功率仿真图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合实施方式和附图，对本发明作进一步地详细描述。

本发明提供了一种针对作为放大转发型全双工中继的隐藏节点anchor的定位方法。定位总共分为三个阶段，在第一阶段，tx-rx先采用信号检测与估计理论检测anchor是否存在。第二阶段，在检测出anchor存在的情况下，系统通过clpc调整tx发射功率以及设置两个目标信噪比来获取anchor-rx，tx-anchor间的信道增益信息，同时通过监听接收机监听anchor与tx发送的信息来获取anchor-mrx间的信道增益信息以用于消除系统中的未知参数的影响。第三阶段，由于通过第二阶段获取的信道增益信息包含了anchor的位置坐标，通过信道增益信息转换为anchor的位置坐标信息，最后通过线性求解方法可以对问题进行求解，从而可以达到定位anchor的目的。

实施例

以图1所示的系统模型实现本发明对隐藏节点的定位处理。该系统模型的相关参数设置如下：

tx位置固定，其覆盖半径为r＝0.5km，rx、mrx、anchor都在tx的覆盖范围之内，且rx、mrx、anchor与tx中任意两点的距离都大于0.035km。其中tx与rx在某个频段内通信，隐藏节点anchor作为全双工放大转发型中继转发tx的信号给rx，mrx作为监听接收机只监听tx与anchor发送的信号。且rx接收到tx的直达信号和anchor的中继信号，小时延情况所确定的区域为椭圆b，其焦点为tx和rx。其中分别表示tx-rx、tx-anchor以及anchor-rx之间的信道系数，hk(k＝0,1,2)为对应的小尺度衰落服从瑞利衰落，且e(|hj|²)＝1。gj(j＝0,1,2)为对应的大尺度衰落(单位为db)，且gj＝-128.1-37.6log(dj)，dj为对应两点的距离(d0表示tx与rx之间的距离，d1表示tx与anchor之间的距离，d2表示anchor与rx之间的距离)，且dj≥0.035km。系统tx-rx无法获取anchor端的信息。系统定位anchor的过程包含三个步骤：anchor的检测、各节点之间信道信息估计以及anchor的定位，具体步骤如下：

(1)anchor的检测：为了检测anchor，对接收机rx的信号进行采样，取两次采样信号的差值作为一次观测信号，在一个block内总共进行四次采样获取两次观测信号。在检测过程中保持发射信号恒定，在不同的假设(h0：anchor不存在h1：anchor存在)下观测信号都服从均值为零的正态分布，因为是未知参数，采用广义似然比检验，先用最大似然估计获取的最大似然估计量然后通过似然比判决式求出最佳判决式的检验统计量为了求出最佳判决门限以保证检测性能，设置虚警概率门限为pfa＝p(h1|h0)，从而求出最佳判决门限γ。

仿真中噪声的功率为-144db，rx端的目标信噪比为10db，虚警概率门限分别为：[0.0010.0050.010.050.1]，总共500个block，蒙特卡洛500次。检测成功率定义为psucess＝p(h1|h1)，表示在h1成立时检测为h1的概率。

图2为anchor检测的成功率仿真图，显然：对于同一虚警概率门限pfa，anchor端的转发振幅增益g越大，anchor的检测成功率psucess越高；对于anchor端的固定振幅增益g，虚警概率门限pfa越高，anchor的检测成功率psucess越高。即psucess随g与pfa增加都是单调上升的。

(2)信道增益信息估计：tx-anchor系统采用clpc动态调节tx的发射功率，由于anchor作为全双工放大转发型中继，anchor中继tx信号前后，rx端接收的信号snr将会发生变化，从而触发clpc调节tx的发射功率。在小时延中继信号强的情况下，直达信号作为噪声处理。设置两个目标信噪比从而tx的发射功率由原始发射功率分别调整为p1、p2，tx的功率变化包含了tx-anchor，anchor-rx间的信道增益信息g²g2，g²g1g2，通过mrx监听tx与anchor发送的信号可以估计anchor-mrx间的信道增益信息g²g′2，g²g1g′2。结合g²g2与g²g1g2可以估计出g1＝g²g1g2/g²g2，结合g²g′2与g²g2可以估计出g′2/g2＝g²g′2/g²g2。

仿真中，噪声的功率为-144db，rx端的目标信噪比为监听接收机为k＝10个，rx端在每个block内对信号采样500次，总共500个block，蒙特卡洛2000次。交叉信道增益估计的均方根误差定义为：g分别表示交叉信道增益的估计值和真实值。

图3为交叉信道增益g²g2，g²g′2，g²g1g2，g²g1g′2的估计误差仿真曲线，显然，当anchor端的振幅增益g较小时，由于tx-rx系统无法完全有效触发clpc导致较大的估计误差，而当g的值过大时clpc调节能力趋于饱和同样导致较大的估计误差。因此g²g2，g²g′2，g²g1g2，g²g1g′2rmse曲线呈现“u”型曲线，且g在60db～65db左右达到最小估计误差。

(3)anchor的定位：在估计出交叉信道增益g²g2，g²g′2，g²g1g2后，可以根据交叉信道增益与距离的关系gj＝-128.1-37.6log(dj)，将交叉信道增益转换为距离，同时通过等式g1＝g²g1g2/g²g2与g′2/g2＝g²g′2/g²g2消除未知参数g的影响，进而将距离转换为anchor的位置坐标，从而得到关于anchor位置坐标的线性方程组，通过求解线性方程组的最小二乘解估计anchor的位置。

仿真中，噪声的功率为-144db，rx端的目标信噪比为监听接收机为l＝10个，rx端在每个block内对信号采样500次，总共500个block，蒙特卡洛2000次。位置估计的均方根误差定义为：(x,y)分别表示anchor位置坐标的估计值和真实值。

图4为g′2/g2＝g²g′2/g²g2的估计误差曲线，g′2/g2的误差由g²g2，g²g′2共同决定,从图3可以看出信道增益信息g²g2与g²g′2的rmse曲线之间的差值随g增加先减小后增大这也导致g′2/g2的rmse曲线随g的增大是先减小后增大的，也就是呈现“u”型变化趋势，这与图4中g′2/g2的rmse曲线变化趋势相一致。

图5为g1＝g²g1g2/g²g2的rmse曲线，g1的误差由g²g1g2，g²g2共同决定，可以看出图3中信道增益信息g²g1g2与g²g2的rmse曲线之间的差值随g增加单调下降并在g＞65db后逐渐趋于稳定。这与图5中g1的rmse曲线变化趋势相一致。

图6提供了anchor定位的rmse曲线，由前面的定位方法，定位的误差由g1与g′2/g2，当g较小时g1与g′2/g2都有较大的误差，导致定位有较大的估计误差；当g较大时g′2/g2有较大的误差，而g1的rmse曲线趋于平缓且误差很小(小于1db)，这是定位的误差主要由g′2/g2决定，这导致定位有较大的估计误差。综上所述，anchor的定位误差曲线呈现“u”型变化趋势，这与图6中的仿真结果相一致。且在g＝57db左右达到最小估计误差，约为105米

图7给出了anchor定位的成功率随g的变化曲线，这里由于g较小时成功率较低，如当g＜40db时成功率低于0.05，这导致在g较小时，图3与图5中的仿真曲线呈现不规则变化。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。