对多载波扩频信号使用滤波器组的方法和装置与流程

本申请是申请日为2012年8月2日、申请号为“201280068999.2”、发明名称为“对多载波扩频信号使用滤波器组的方法和装置”的发明专利申请的分案申请。

相关申请

本申请要求题为“methodsandapparatusesusingfilterbanksformulti-carrierspreadspectrumsignals(对多载波扩频信号使用滤波器组的方法和装置)”的美国非临时专利申请s/n.13/311,357的权益和优先权，其公开内容全部地通过引用纳入于此。

政府权利

本发明是通过由美国能源部授予的de-ac07-05id14517合同号下的政府支持而作出的。政府对本发明持有某些权利。

本公开的实施例针对信号无线传输领域，更具体地扩频信号的无线传输。

背景技术：

在多载波移动通信消费者设备中有朝向使用多种标准提供多模无线服务发展的趋势，这些标准是不断更新的。随着对适合多样化需求的个性化应用的需求持续增长，越来越需要这样的多模终端：它们能在不同的多载波模之间提供无缝连通性并能根据用户需要而被更新。

经常使用扩频(ss)技术在比最小所需传输带宽更宽的带宽下分发无线传送信号。在军事应用中，可使用ss传输来避免干扰并另外降低检测或拦截的概率。在民用应用中，一些形式的ss——也称码分多址(cdma)——被用来允许多个用户共享相同的信道或频谱。常见使用的技术是直接序列扩频(sd-ss)和跳频扩频(fh-ss)。这些常见的ss技术可能受窄带干扰和部分频带干扰的影响。多载波扩频(mc-ss)是ss的一种特殊形式，它被设计成能对抗窄带干扰和/或部分频带干扰。在一种传统形式中，已使用正交频分复用(ofdm)技术以形成这种扩频。

发明人已认识到，需要使用新方式来产生和检测多载波扩频信号的装置和方法，所述多载波扩频信号能够携带在频谱上分布的非常低的功率电平下的信息。

技术实现要素：

根据本发明的一方面，提供了一种方法，该方法包括：在接收机处接收滤波器组多载波扩频(fb-mc-ss)信号作为下层控制信道，该fb-mc-ss信号具有处于频谱的其它信号的显见噪声电平下的功率电平，其中所述fb-mc-ss信号包括冗余调制到所述fb-mc-ss信号的每个子载波上的至少一个数据码元以使得每个子载波包括相同的至少一个数据码元；利用所述接收机的解调器对所述fb-mc-ss信号进行解调以生成基带信号；以及利用所述接收机的分析滤波器组通过执行生成所述fb-mc-ss信号的发射机的合成滤波器组的逆过程来从所述基带信号的每个子载波提取接收信号。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于检测信号并解码信号的扩频接收机。扩频接收机包括：解调器，所述解调器被配置成：接收滤波器组多载波扩频(fb-mc-ss)信号作为下层控制信道，该fb-mc-ss信号具有处于频谱的其它信号的显见噪声电平下的功率电平，其中所述fb-mc-ss信号包括冗余调制到所述fb-mc-ss信号的每个子载波上的至少一个数据码元以使得每个子载波包括相同的至少一个数据码元；并且将所述fb-mc-ss信号转换为基带信号；以及分析滤波器组，其配置成：通过执行生成所述fb-mc-ss信号的发射机的合成滤波器组的逆过程，从所述基带信号的每个子载波提取接收信号；并且生成具有对应于所述fb-mc-ss信号中的每个子载波频率的一组信号的分析滤波器组输出。

根据本发明的又一方面，提供了一种方法，该方法包括：响应于接收到输入信号，利用公共脉冲成形与谱分布滤波器以及扩频发射机的调制器，生成滤波器组多载波扩频(fb-mc-ss)信号作为下层控制信道，该fb-mc-ss信号具有处于频谱的其它信号的显见噪声电平下的功率电平，所述fb-mc-ss信号包括来自冗余调制到所述fb-mc-ss信号的每个子载波上的所述输入信号的至少一个数据码元以使得每个子载波包括相同的至少一个数据码元，其中所述至少一个数据码元在被调制并且上变频以供传输之前经过所述公共脉冲成形滤波器。

根据本发明的又另一方面，提供了一种扩频发射机，其包括：公共脉冲成形与分布模块以及调制器，所述公共脉冲成形与分布模块以及所述调制器组合地配置成生成滤波器组多载波扩频(fb-mc-ss)信号作为下层控制信道，该fb-mc-ss信号具有处于频谱的显见噪声电平下的功率电平，所述fb-mc-ss信号包括调制到所述fb-mc-ss信号的每个子载波上的至少一个数据码元以使得每个子载波包括相同的至少一个数据码元，其中所述至少一个数据码元在被调制并且上变频以进行rf传输之前经过所述公共脉冲成形滤波器。

附图说明

图1a示出在一频谱上并具有等于或低于噪声电平的功率电平的滤波器组多载波扩频(fb-mc-ss)信号；

图1b示出在该频谱内具有其它通信信号的频带上的fb-mc-ss信号；

图1c示出fb-mc-ss信号和其它通信信号，其中高数据率覆盖信道包括在该频谱内的空白空间内；

图2a和图2b是用于产生fb-mc-ss信号作为下层信号的发射机的框图；

图3a是示出在时域中经滤波的多频调函数的实部和虚部的图表；

图3b是示出在频域内经滤波的多频调函数的图表；

图4是示出被表示为数字信号的信号的发射机的框图；

图5是用于检测和解码fb-mc-ss信号的接收机的框图；

图6是示出被构造为复正弦波(complexsinewave)之和的正弦脉冲的图表；

图7是示出来自匹配的滤波器的在时间上以t/2间隔隔开内一系列正弦脉冲的图表；

图8是示出从被表示为一系列单位脉冲的匹配滤波器输出恢复数据码元序列的图表；以及

图9是示出对载波频率偏移具有不同选择的恢复脉冲的图表。

具体实施方式

在以下描述中，参照附图，在附图中通过解说示出了可实施本公开的特定实施例。这些实施例旨在充分详细地描述本公开的一些方面以使本领域内技术人员作出、使用和以其它方式实践本发明。此外，所示出和描述的特定实现方式仅仅是示例性的并且不应当被解释成实现本公开的唯一方式，除非本文中另有规定。对本领域内技术人员而言显著的是，本公开的各实施例可通过许多其它细分的解决方案来实现。可利用其它实施例并对所披露的实施例作出改变而不脱离本公开的范围。下面的详细说明不被认为是限制意义的，并且本发明的范围仅由所附权利要求书定义。

在下面的说明书中，为了不至以不必要详细的方式使本公开变得晦涩，元件、电路和供能可以框图形式示出。相反，所示出和描述的特定实现方式仅仅是示例的并且不应当被解释成实现本公开的唯一方式，除非本文中另有规定。

另外，各个框图之间的框图定义和逻辑细分是特定实现的示例。对本领域内技术人员而言显著的是，本公开可通过许多其它细分的解决方案来实现。对于绝大多数部分，有关时间因素等的细节已被省去，如果这些细节对于获得对本公开的完全理解来说是不必要的并且落在相关领域内技术人员的能力之内的话。

本领域内技术人员将理解，可使用多种不同的技术和技巧中的任意来表征信息和信号。例如，贯穿前面的说明所引用的数据、指令、命令、信息、信号、位、码元和芯片可由电压、电流、电磁波、磁场或磁性颗粒、光场或光学微粒或其任意组合来表征。为了表示和描述的清楚性，一些附图可将多个信号表示为多个信号。本领域内技术人员将理解，信号可表征一信号总线，其中该总线可具有多种位宽并且本公开可在包括单个数据信号的任何数量数据信号上实现。

结合本文披露的实施例描述的各解说性逻辑框图、模块和电路可通过通用处理器、专用处理器、数字信号处理器(dsp)、专用集成电路(asic)、现场可编程门阵列(fpga)或其它可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑、分立硬件组件或其被设计成执行本文描述的功能的任意组合来实现或执行。通用处理器可以是微处理器，但替代地，处理器可以是任何传统处理器、控制器、微控制器或状态机。通用处理器可以被认为是专用处理器，同时通用处理器执行被存储在计算机可读介质上的指令(例如软件代码)。处理器也可被实现为计算设备的组合(例如dsp和微处理器的组合)、多个微处理器、一个或多个微处理器与dsp核的结合或任何其它这种配置。

另外，要注意这些实施例可按照过程予以描述，所述过程可被表述为流程图、流程示图、结构图或框图。尽管流程图可将操作动作描述为顺序的过程，但这些动作中的许多可以另一顺序、并行地或基本同时地执行。另外，动作的顺序可以被重新安排。过程可对应于方法、功能、流程、子例程、子程序等。此外，本文描述的方法可以硬件、软件或以这两者来实现。如果以软件实现，可将这些功能作为计算机可读介质上的一个或多个指令或代码来存储或传送。

计算机可读介质包括计算机存储介质和通信介质两者，其包括有利于将计算机程序从一个地方转移到另一地方的任何介质。

本文描述的元件可包括相同元件的多个实例。这些元件可一般地由数值标记(例如110)来表示，并且特别地由数值标记后面跟随字母标记(例如110a)或数值标记后面跟随“划线”(例如110-1)来表示。为了便于下面的说明，对于绝大部分元件，数值标记以其上介绍或最全面地讨论元件的附图编号作为开始。由此，例如，图1上的元件标识将大多数以数值格式1xx出现并且图4上的元件将大多数以数值格式4xx出现。

应当理解，本文中使用诸如“第一”、“第二”和诸如此类的指示对元件的任何引用不对这些元件的量或顺序构成限定，除非显式声明这些限定。相反，这些指示在本文中可用作用来在两个或更多个元件或元件实例之间作出区别的方便方法。因此，对第一和第二元件的引用不以某种方式意味着这里仅能采用两个元件或者第一元件必须在第二元件的前面。另外，除非另有声明，一组元件可包括一个或多个元件。

术语“总线”可被用来指代多个信号或导体，它们可用来转移一种或多种不同类型的信息，例如数据、地址、控制或状态。另外，总线或信号集合可以单数形式被称为信号。为了表示和描述的清楚性，一些附图可将多个信号表示为多个信号。本领域内技术人员将理解，信号可表征一信号总线，其中该总线可具有多种位宽并且本公开可在包括单个数据信号的任何数量数据信号上实现。

本公开的实施例包括装置和方法，用以产生和接收在该频谱上分布的极低功率电平下携带信息的多载波扩频信号。

本文讨论的实施例基于滤波器组使用mc-ss信号的唯一实现。滤波器组中使用的非重叠子载波滤波器被用于传送和接收系统，该传送和接收系统产生能够与同一频谱内的其它信号共存的mc-ss信号。滤波器组多载波扩频(fb-mc-ss)信号可以工作在较高功率下的其它传统通信信号的显见噪声电平的形式存在。另外，fb-mc-ss信号可表征数据码元传输中的多个冗余。作为这些特征的结果，fb-mc-ss可具有很低的可能性被检测和拦截，并能够工作在严酷的rf环境和/或干扰状态下。fb-mc-ss信号对于使用下的频谱很少负担(taxation)或者没有负担，因为fb-mc-ss信号可在其它信号的噪声电平下或附近传送并且可被部署在大多数任何频带上。另外，fb-mc-ss信号可证明相比传统ss技术在拒绝窄带干扰和部分频带干扰方面是有用的。例如，对于传统技术，其中ss信号的子载波可能仅仅使通信下跌，而不是能够确定干扰并减小被给予这些子载波的权重。

图1a示出表示fb-mc-ss信号120的图表100a。图表110a的x轴代表在频谱125上的信号的频率，而曲线110a的y轴代表信号的谱功率密度。线110是代表频谱125上的噪声电平110的阈值。该频谱可具有某一所需带宽。作为非限制性例子，这种带宽可以是50mhz。

fb-mc-ss信号120具有等于或低于噪声电平110的功率电平。该噪声电平110是一功率电平，在频谱125中传输的低于该功率电平的其它通信信号将认为是对它们的通信信号具有显著影响的噪声。fb-mc-ss信号120可被认为是下层控制信道(即下层意味着它在噪声电平110之下)，且在频谱125上具有相对大数量的子载波。这些子载波通过在由每个箭头周围的方框表示的相对小带宽内向上指向的箭头表示。子载波的数量通常被选择为较大数量，并也可被选择为2的次方(即2ⁿ)，例如128、2048和4096个子载波。

fb-mc-ss信号120包括被调制到每个子载波上的数据码元。此外，相同的数据码元被冗余地调制到每个子载波上。换句话说，fb-mc-ss信号120的每个子载波包括相同的数据。作为一个非限定例子，数据码元调制可以像通过二进制相移键控(bpsk)调制的单个比特那样简单。另外，对于包含更多数据位的数据码元，可使用更复杂的数据码元调制技术。例如，并且不作为限制，可使用诸如正交相移键控(qpsk)和正交振幅调制(qam)之类的调制技术，例如qam16、qam32和qam64。当然，这些例子旨在是非限制的，并可构思其它数据码元调制技术。一般来说，越简单的调制机制可允许越简单的数据码元恢复，并且在以极低功率电平下传输的实施例中更为稳健。

图1b是示出带有在频谱125中传送的带其它通信信号的频带上的fb-mc-ss信号120的图表100b。例如，多种窄带信号130和宽带信号140可在该频谱内的各个频带下传送。窄带信号130和宽带信号140在这里可统称为通信信号130、140。

相对于其它类型的信号，窄带信号130往往处于相对窄的频带和相对较高的功率电平下。例如，取决于所涉及的频率，窄带信号130可包括单载波(即，频调(tone))信号或者其它相对窄的频带，例如调频(fm)信号、跳频信号、公共安全通信信道和全球移动电信系统(gsm)信号。

宽带信号140可以是具有遍布在相对宽带上的多个载波的信号，例如正交频分复用(ofdm)信号。宽带信号140也往往具有在每个子载波周围的窄频带，但包括多个子载波，这把信号扩展在较宽频带上。一般来说，宽带信号140可处于比窄带信号130更低的功率电平下。作为非限制性例子，fb-mc-ss信号120的功率电平可处于100毫瓦范围内，而宽带信号140或窄带信号130的功率电平可以在2000-10000毫瓦范围内。

另外，在扩频宽带信号的许多定义中，每个子载波周围的频带可能少量重叠。相比而言，本公开实施例的fb-mc-ss信号120可配置有窄带，以使相邻子载波之间具有很少或没有频带重叠。换句话说，fb-mc-ss信号120在一组频谱隔离的子载波带上对信号进行扩展。

fb-mc-ss信号120可与通信信号130、140共存，因为功率电平足够接近噪声电平110以使通信信号130、140可将fb-mc-ss信号120视为处于显见噪声电平下。然而，通信信号130、140可被认为对fb-mc-ss信号120的干扰。因此，图1b和图1c的图表下面的括号示出干扰频带180，在那里可以有其它通信信号130、140，而其它括号示出干净(clear)频带170，没有可检测的高功率信号位于那里。如下文中更完全讨论的那样，本公开的实施例可不给予任何权重或者给予相对低的权重至fb-mc-ss信号120的位于干扰频带180内的载波频率，并将相对高的权重给予fb-mc-ss信号120的处于干净频带170中的载波频率。换句话说，接收机侧上的组合的解调制fb-mc-ss信号120可包含较大量较不嘈杂的信号(即，fb-mc-ss信号120的非干扰子载波)和较少量较为嘈杂的信号(即，fb-mc-ss信号120的干扰子载波)。

图1c是示出fb-mc-ss信号120和其它通信信号130、140的图表100c，其中滤波器组多载波(fb-mc)信号190包括在频谱125的干净频带170中的空白空间内。尽管通信信号130、140可由其它运营商产生，然而fb-mc信号190可由与产生fb-mc-ss信号120的相同运营商产生。由此，如前面讨论的，fb-mc-ss信号120可被认为是下层信道，而fb-mc信号190可被视为相同运营商的覆盖信道(即，覆盖意味着它在噪声电平110之上)。另外，fb-mc信号190可以不是ss信号。通过较高的功率，fb-mc信号190可被配置为具有更复杂的数据码元并在每个子载波上传输不同的数据码元。结果，由运营商在fb-mc信号190上传送的数据可具有比fb-mc-ss信号120相对更高的数据率。另外，由于下面描述的脉冲成形特征，fb-mc信号190可在频谱上更加隔离。结果，fb-mc信号190可具有比其它宽带信号140更靠近在一起的子载波，如图1c所示的箭头的间隔所示。结果，fb-mc信号190可具有比通过其它运营商在频谱120内产生的其它宽带信号140相对更高的数据率。

本公开的实施例可使用fb-mc-ss信号120以检测这些空白空间。一旦被检测到，可建立自适应无线电情景(scenario)，藉此可在占据空白空间的载波上传送更高功率的fb-mc信号190。在这种情景中，fb-mc-ss信号120可被认为是下层控制信道，用于检测空白空间，以及用于控制作为覆盖信道的较高数据率fb-mc信号190。高数据率覆盖信道190的自适应无线电占用周期可以是相对短的周期，例如10微秒，它可随着对于未使用频谱的动态谱接入定义的不同协议而变化。

图2a和图2a是用于产生fb-mc-ss信号120作为下层信号的发射机200a的框图。发射机200a包括脉冲成形和分布模块210和调制器220。脉冲成形和分布模块210可以被配置成接收输入数据码元205(即s(t))，并执行滤波和频谱分布函数(例如由g(t)表示的脉冲响应)以产生基带输出信号215(即x(t))。调制器220接收要调制和上变频以作为rf信号225(例如fb-mc-ss信号120(图1))进行rf传输的基带输出信号215。

在一个实施例中，为了产生低至中数据率fb-mc-ss信号120作为下层控制信道，可每次传送一个码元并在扩频信号中在所有载波频率上对该码元进行扩展。换句话说，在第一码元时间，所有子载波调制相同的第一码元，而在第二码元时间，所有子载波调制相同的第二码元，等等。由此，在一个实施例中，每个数据码元是简单二进制比特。然而，其它实施例可包括对每个数据码元的多个比特的更复杂调制。另外，当被配置成传送较高数据率fb-mc信号190(图1)作为覆盖信道时，可在不同子载波上传送不同的数据码元。换句话说，对于覆盖信道，传输可以不是扩频的。

图2b是用于产生fb-mc-ss信号120作为下层信号的发射机200b的框图。在该实施例中，图2a的脉冲成形和分布模块210被分割到合成滤波器组212和谱分布模块214中。发射机200b进一步包括如前所述配置的调制器220。合成滤波器组212接收输入数据码元205，它是要传送的信息。输入数据码元205在合成滤波器组212中被滤波并且进行增益增加。频谱分布模块214被配置成将相位加至输入数据码元205以产生基带输出信号215，该基带输出信号215包括贯穿频谱的多个子载波分布的数据码元。

发射机侧上的脉冲成形滤波器g(t)(图2a)可被分解成两个分开的分量，即“原型(prototype)滤波器”h(t)和另一时间函数p(t)，由此：g(t)＝h(t)p(t)。换句话说，在被调制和上变频以进行rf传输之前，输入数据码元205被传过脉冲成形滤波器g(t)(通过由g(t)表示的脉冲响应来表征)。

在输入数据码元205被定义为间隔t下的一系列数据码元s[n]的情况下，输入数据码元(s(t))205可被表达为：

在合成滤波器组212中，原型滤波器h(t)是脉冲成形滤波器，它对于所有子载波是相同的。由此，原型滤波器h(t)在这里也可被称为脉冲成形滤波器，并可被配置成低通滤波器，例如平方根耐奎斯特(square-rootnyquist)滤波器(例如平方根升余弦)。因此，可能注意到，滤波器集γ0h(t)-γn-1h(t)可用来对每组合成滤波器组212处的输入数据码元205的流进行频带限制，并且也可用于对每个组应用扩展增益因子γ0至γn-1。

频谱分布模块214包括对于扩频内的不同频率的每个组的输出的一组调制器。换句话说，调制器将经频带受限和扩展的信号的频谱平移至这组子载波频率f0-fn-1。具有调制信号的结果子载波频率被组合为具有扩频信号的基带输出信号215。

调制器220将被表示为x(t)的基带输出信号215上变频至rf信号225，以进行传输。通过将上面的等式(1)与合成滤波器组212的滤波器函数和频谱分布模块214的调制函数相结合，得到基带输出信号215的方程为：

当选择载波频率fk以使fkt对于k＝0,1,……,n-1是整数时，上式(2)可以被重新整理成：

其中：

g(t)＝h(t)p(t)

(4)

以及

由此，根据上式(4)，g(t)可被表征为原型滤波器h(t)和另一时间函数p(t)的乘积。由上式(5)表示的该另一时间函数p(t)可通过扩展增益γk和子载波频率fk来确定。

上式(3)可以被解释成，fb-mc-ss信号x(t)是通过使数据流s[n]通过公共脉冲成形(commonpulse-shaping)滤波器g(t)来获得的。对g(t)的选择(由h(t)决定)、对扩展增益γk的选择和对子载波频率fk的选择可能导致各种形式的fb-mc-ss系统。当h(t)是具有等于fft的长度(tfft)加上循环前缀的长度(tcp)的宽度t的矩形脉冲并且子载波频率fk处于有规则的间隔1/tfft时，则x(t)将是基于ofdm的ss信号，因此可被称为ofdm-ss。

另一例子是产生经滤波的多频调(fmt)型扩频信号。作为非限制性例子，可对h(t)实现平方根耐奎斯特滤波器。“根耐奎斯特”滤波器可用作对平方根耐奎斯特滤波器的简称。平方根耐奎斯特滤波器的一个例子是平方根升余弦滤波器，其具有滚降因子(α)。由此，将h(t)定义为具有滚降因子(α)和码元速率1/t的平方根升余弦滤波器的脉冲响应，并将子载波频率fk设定在有规则的间隔(1+α)/t，基带输出215，x(t)将是基于t的ss信号。另外，导致其它类型的fb-mc-ss的h(t)和fk的其它选择也被构想。例如，平方根耐奎斯特滤波器的附加例子包括关于信号处理的ieee学报，2008年5月，第5号，第56卷，第2127-2132页，b.farhang-boroujeny的“square-rootnyquist(m)filterdesignfordigitalcommunicationsystems(用于数字通信系统的平方根耐奎斯特(m)滤波器设计)”中描述的那些；以及ieee通信论文，第9号，第14卷，第797-799页，g.nigam,r.singh和a.k.chaturvedi的“finitedurationrootnyquistpulseswithmaximumin-bandfractionalenergy(具有最大带内分数能量的有限时长根耐奎斯特脉冲)”，其每篇的公开内容通过引用纳入于此。另外，为了利于简化的接收机实现，可选择等于1的滚降因子(α)。可使用滚降因子(α)的其它选择，这可导致对接收机设计的一些修改。

出于讨论起见，fmt-ss系统的细节被更完全地形成。对多载波调制选择fmt允许分析和设计的简单，这进而导致简单和稳健的mc-ss系统。为了研究这个例子，假设n是偶数，设置α＝1，并在位置±1/t,±3/t,···,±(n-1)/t对子载波频率fk进行扩展。更具体地，令f0＝-(n-1)/t，f1＝-(n-3)t，……，fn-1＝(n-1)/t。扩展增益因子γk被选择为：

其中θk是可被选择以改善mc-ss波形的属性的相位角集合。在各种选择中，θk＝πk²/ν是感兴趣相位角集合，它属于一类多相代码。这个相位角集合导致具有中等低峰值-平均功率比(papr)的传送信号x(t)，它可以是设计脉冲形状g(t)中的重要参数。又如，人们也可随机地选择相位角θk。在任何情形下，对于前面方程(6)中的任何选择，下列恒等式成立：

｜γk｜²＝1，fork＝0，1，…，n-1.(7)

图3a是示出经滤波多音函数在时域中的实部310和虚部320的图表300。图3b是示出频域中的经滤波多频调函数330的图表325。具体地说，图3a和3b给出g(t)及其傅立叶变换的量值平方∣g(f)∣²的例子，当n＝8且h(t)是被限制在4t长度的平方根升余弦滤波器时。也可能注意到mc-ss信号x(t)具有与∣g(f)∣²的频谱类似的频谱。

尽管前面给出的公式是按照连续时间信号和滤波器给出的，但传送波形的实践产生可使用高效信号处理块以离散时间方便地执行。

图4是示出被表示为数字信号的信号的发射机400的框图。发射机400包括采样速率扩展器410以及离散实现模块420。采样速率扩展器410接收数据码元405并通过在输入s[n]的每个样本后面插入l-1个零来将采样速率增大到l倍。离散时间实现块420执行脉冲成形滤波器h(t)以及扩展增益γk的增加，即合成滤波器组212以及频谱分布214。由此，序列g[n]可被认为是g(t)的采样版本。对于模拟类似物，子载波被组合以产生基带输出425。

图5是用于检测和解码fb-mc-ss信号120(图1)的接收机500的框图。接收机500包括解调器510、匹配滤波器520、载波恢复530、定时恢复540、分析滤波器组550、信道估计器560以及最大比组合单元570。rf信号505由接收机500接收以供处理。rf信号505可类似于由图2a的发射机200a产生的rf信号225。当然，类似性可能稍微畸变，归因于诸如多径、干扰、电波干扰等状况。解调器510接收rf信号505，并将rf信号505转换成基带输入515。基带输入515被传至分析滤波器组550和匹配滤波器520。

匹配滤波器520被配置成具有与发射机(例如图2b的200b)中的合成滤波器组212的那些匹配的滤波器特征。通过相对于发射机200b对前述参数的特殊选择，来自匹配滤波器520的输出可以是高振幅(即窄)脉冲的序列，该序列即使当fb-mc-ss信号120(图1)处于噪声电平时也能够被清楚地标识。传送和接收过程的组合可导致定时恢复和频率锁定方面的显著和意料之外的改善(两者皆计算上更快和更准确)。fb-mc-ss系统通过补偿在接收机侧的频率和相位差来改善mc-ss调制，从而提供改善跟踪方法的载波和定时获取，并包括改善的盲信道估计方法。

来自匹配滤波器520的窄脉冲525的序列可以有规则的间隔出现并携带必要的信息用以定时和载波获取以及它们的跟踪。一般来说，任何载波和定时恢复方法利用已被用来构造传送信号的调制方法的特性。由于实现不准确性和信道状况(例如组件的准确性和信道中的多普勒频移)，在发射机200b(图2b)处使用的载波频率以及在接收机500处其对应物频率不免遭受不匹配。

载波恢复单元530寻找这些不匹配并补偿接收机500处的不匹配。为了完成这种载波恢复，匹配滤波器520可用来形成相对高效的载波和定时恢复算法。匹配滤波器520的输出包括在码元定时的1/2间隔(t/2)下的窄脉冲525的序列。这些窄脉冲525出现在t/2的偶数倍的时间瞬间，并对应于数据码元的中心周围。

另一方面，在作为t/2奇数倍的时间瞬间下，这些脉冲的存在取决于在该时间瞬间之前和之后传送的信息位。换句话说，并如下面更完整解释的那样，当两个连续码元具有相同值时，在t/2奇数倍下的脉冲将出现，否则该脉冲将为空。匹配滤波器520的这种性质允许具有相对低复杂度/处理功率的定时恢复算法的开发。一旦识别出t/2的偶数倍下的脉冲，可通过比较在连续时间瞬间下诸脉冲的相对相位来标识解调信号中的载波偏移，由此导致载波频率恢复。

载波恢复单元530可接收窄脉冲525的序列并产生控制信号535以在解调器510、匹配滤波器520和载波恢复单元530之间形成锁相环(pll)，如本领域内技术人员已知的那样。当pll锁定时，基带输入515的相位相对于来自匹配滤波器520的窄脉冲525序列是已知的。结果，定时恢复单元540可使用窄脉冲525的序列作为同步信号以确保来自所有子载波(即基带输入515)的解调和组合的信号可由分析滤波器组550在正确的时间采样。

包含定时信息的窄脉冲525序列和来自解调器510的基带输入515被传至分析滤波器组550。分析滤波器组并行地提取各个子载波中的每一个的接收信号并基于定时信息在合适的定时相位对它们进行采样。分析滤波器组550执行发射机200b(图2b)的合成滤波器组212的逆过程。由此，分析滤波器组550的输出是一组信号555，这组信号555与fb-mc-ss信号120(图1)中的每个子载波频率对应。由于接收信号的非常低的功率电平，这组信号555中的这些信号中的一些可能不携带准确的信息。然而，这组信号555中的许多信号将携带被传送的相同信息。

信道估算器560检查与子载波频率中的每一个相对应的这组信号555以通过计算每个信道在时域和频域两者中的脉冲响应而估算每个子载波频带下的信道增益和噪声加干扰功率。数字信号处理(dsp)和现场可编程门阵列(fpga)可允许尤其接收机500和信道估算器560中的许多功能的廉价实现的一个示例。

最大比组合单元570从分析滤波器组550接收一组信号555并在信道估算器560的输出处接收信息565，以获得对传送的数据码元的估算。最大比组合单元570计算在分析滤波器组550的输出处的检测到的数据码元的加权平均值。较不嘈杂的输出被给予较高的权重而较为嘈杂的输出被给予较低的权重。为了执行该组合，最大比组合单元570可将每个信道的功率估算除以所估算的噪声/干扰的均方，这可导致减弱的噪声(其中信号较强)或者消除某些子载波(其中噪声/干扰高于平均噪声)。

所讨论的过程的详细数学论述开始于脉冲形状g(t)的探索。在信道是理想的并且解调被完美执行的情形下，解调器输出是由前面的方程(3)给出的传送基带信号x(t)。使基带信号x(t)(例如图5中的基带输入515)经过与传送脉冲形状g(t)匹配的滤波器得到系统总响应，其被定义为：

η(t)＝g(t)＊g^*(-t)(8)

其中＊代表卷积而上标*代表共轭。在前面方程(8)中使用前面的方程(4)和(5)，并注意通过设计h(-t)＝h(t)，得到：

注意通过设计，和可被认为是一对滤波器。这一对滤波器或者具有公共频带(当fk＝fl时)或覆盖非重叠的频带。在后一情形下，因此，前面的方程(9)可被简化为：

对上面方程(10)的简单操纵并回想前面的方程(7)得到：

η(t)＝β(t)p(t)(1i)

其中ρ(t)＝h(t)★h(t)，通过设计，是其峰值出现在t＝0的耐奎斯特脉冲，并且

图6是示出被构造为复正弦波之和的正弦脉冲的图表600。具体地说，该图表将β(t)的傅立叶变换表示为频域内的一列脉冲610。可能注意到β(t)是全部具有单一振幅的n个复正弦波之和。因此，β(t)的傅立叶变换效果上是矩形脉冲620的采样版本。注意，频域内的这些采样相隔2/t。

这意味着β(t)是时间上相隔t/2间隔的一系列正弦脉冲710(图7)。在t＝0和t的非整数倍，β(t)的所有分量具有零相位并因此总计达值n。在t是t/2的奇数倍的那些点处，β(t)的所有分量具有相位π，并因此总计达值-n。

图7是示出来自时间上相隔t/2间隔的匹配滤波器的一系列正弦波710的图表700。图7示出对于n＝16的情形β(t)的一个例子。随着n增加并逼近无穷大，正弦脉冲710接近脉冲系列并因此η(t)将逼近由数个脉冲(即窄且高的脉冲，当n为有穷数但很大时)构成的波形，这些脉冲的量值对应于耐奎斯特脉冲ρ(t)的样本(或负样本)。当滚降因子α＝1时，可以看出存在ρ(t)的仅三个非零采样，其在相应位置t＝-t/2,0和t/2的值分别为-0.5、1和-0.5。因此，当α＝1且n→∞时，

η(t)＝-0.5δ(t+t/2)+δ(t)-0.5δ(t-t/2).(13)

这个结果当n为有穷数但足够大时变为近似值，精确表达式将定义：

其中ⅱ(t/t0)表示具有正确选择的宽度t0的矩形脉冲，并因此前面的方程(13)可被写成：

η(t)＝--0.5β0(t+t/2)+β0(t)-0.5β0(t-t/2).(15)

前面的方程(15)定义了输入s(t)和匹配滤波器g^*(-t)的输出之间的系统响应。因此，使用前面的方程(1)，可以看到匹配滤波器520的输出被表示为：

图8是示出从被表示为一系列单位脉冲的匹配滤波器输出的数据码元序列的恢复的图表800。具体地说，图表800给出在匹配滤波器520(图5)的输出处的典型信号的恢复，其中为了表述清楚，β0(t)被表示为单位脉冲。一般来说，每个脉冲具有s[n]的振幅。注意，在每个位置nt，具有单一振幅的脉冲出现在正方向(810a,810c和810d)或负方向(830a和830b)，其中t是数据码元之间的时间段。在中点(即(n+0.5)t)，脉冲为零，如果s[n]≠s[n+1]的话(图示为820a和820b)，或者是具有振幅s[n]的脉冲，如果s[n]＝s[n+1]的话(图示为810b和830c)。换句话说，下一码元的极性的改变是由在位置nt之间的中点处的零指示的。如果在位置nt之间的中点(例如810b、830c)的相反方向上存在脉冲，则下一码元是相同的极性。

在图8的例子中，码元序列是：s[n]＝{+1,-1,-1,+1,+1}。中点820a是位置o和t之间的零，从而指示当前码元(810a)之后的下一个码元(830a)是相反极性的。类似地，中点820b是位置2t和3t之间的零，其指示当前码元(830b)之后的下一个码元(810c)是相反极性的。另一方面，中点810b是位置t和2t之间的相反方向上的脉冲，从而指示当前码元(830a)后的下一码元(830b)是相同极性的。类似地，中点830c是位置3t和4t之间的相反方向上的脉冲，从而指示当前码元(810c)后的下一码元(810d)是相同极性的。

对于载波频率偏移，假设该信道是理想的但在发射机和接收机之间存在载波频率偏移δfc，则前面的方程(9)将变成：

对于0<δfc<2/t的情形，在接收机的频带k和k+l下的子载波分析滤波器将与从第k个频带传来的信号重叠。注意到这个，前面的方程(17)可得出：

对前面方程(18)中的项的简单操纵得到：

其中β(t)是通过前面的方程(12)给出的，并且：

注意，一组随机选择的扩频增益γk，κ(t)，一般来说，将作为噪声类信号出现。因此，前面方程(19)的右手边的第二项可被视为具有时间限制的加性噪声。由此，前面的方程(19)可被写成：

η(i)＝β(t)p′(t)+y(t)(21)

其中：

而v(t)是加性噪声。

显然，对于δfc＝0，ρ'(t)变为ρ(t)。随着δfc从零偏离，ρ'(t)从ρ(t)偏离。然而，可用于同步目的的一些特殊特征仍然保持几乎相同的。具体地说，|ρ'(t)|很大程度地保留|ρ(t)|的形状并且其振幅在相对宽的δfc范围上仅略为减小。

图9是示出对载波频率偏移具有不同选择的恢复脉冲910的图表900。最高振幅脉冲对应于图9的右上部所示线索中的最上方程。换句话说，最高振幅曲线对应于δfc＝0，而最低振幅曲线对应于δfc＝±δsc/4，其中δsc＝2/t指示子载波间隔。

当δfc逼近2/t或通过该值时，ρ'(t)消逝至零，并因此没有相关峰(pertinentpeak)将出现在η(t)中。这进而暗示着没有相关峰出现在匹配滤波器输出z(t)中。可考虑匹配滤波器输出的这种性质以检测在接收机处大频率偏移的存在并因此搜索载波频率的正确值。例如，可使传入信号经过被调谐至δfc的几个选择的一组匹配滤波器并挑出导致相关峰的那个作出其输出。此外，对δfc的调谐可随后被执行。

就信道脉冲响应而言，当信道不理想时，即c(t)≠δ(t)时，前面方程(13)的η(t)变成：

η(t)＝-0.5c′(t+t/2)+c′(t)-0.5c′(t-t/2)(23)

其中：

c′(t)＝c(t)＊β0(t).(24)

对于足够大的t值，前面方程(23)右手侧的三个项保持非重叠。事实上，对于典型t值和信道脉冲响应的扩展，c’(t)保持相对窄且高的脉冲，或一串窄且高的脉冲。

对于信道估算，一旦接收的信号被载波补偿并获得定时信息，则在接收机分析滤波器组550的输出处的采样信号满足下面一组方程：

其中k＝0，1，…，n-1，(25)

其中是在频率fk下的等效基带信道频率响应，而起源于来自可能存在于传输频带内的噪声和干扰信号的贡献。

注意是信道脉冲响应的样本的傅立叶变换，可使用(25)以获得在由s[n]确定的模糊因子内的信道估算。当s[n]已知时，前面的方程(29)提供了信道的唯一估算。当s[n]为未知时，前面的方程(29)提供了具有符号模糊的估算，因为s[n]＝±1。前面的方程(25)利用nt的一个瞬间以估算信道脉冲/频率响应。为了对噪声求平均并因此获得信道脉冲响应的更准确估算，可选择在数个时间瞬间nt上对方程(25)求平均。

如下面讨论的，最佳接收机通过最大比组合机制的实现需要估算干扰矢量的元素的方差。一旦获得信道估算，可通过对噪声样本的量值平方求平均来容易地获得后面的估算。

转向最大比组合，替代前面的方程(25)中的信道估算一种简单的重新布置得到：

其中：

(其中k＝0,1,···,n-1)是s[n]的一组噪声估算。

一个目的可以是组合这些噪声估算以构造具有最小方差的s[n]估算。这种构造可被定义为：

其中：

服从约束w^hu＝1，(29)

具有元素而u是具有元素1的长度n的矢量。这个问题可使用拉格朗日乘法器方法来解决，由此得到：

其中此外，估算误差的方差被获得为

在本公开的实施例中，子载波频带是非重叠的并且是对角矩阵。结果，使用σk²来表示的方差，得到：

在前面的方程(30)中使用前面的方程(31)得到：

对于推荐的发射机200和接收机500的许多延伸、修改或其组合是可能的。作为非限制性例子，这里仅提到了少数一部分。

然而，本领域内技术人员将理解，许多更进一步的修改和延伸是可能的。

匹配滤波器被定义为：

它包括所有子载波。可使用经修改的匹配滤波器：

其中是{0,1,··-,ν-1}的子集(即仅子载波的子集被包括在匹配滤波中)。这种改变保留了经滤波信号z(t)的有关性质，所述经滤波信号z(t)用于同步目的。同时，这种经修改的匹配滤波器可减少强干扰源的影响。

迄今为止，假设码元s[n]在一个时间瞬间nt跨所有子载波扩频。数个码元(例如s1[n],s2[n],……sm[n])可被同时传送，其每一个在子载波的子集上分布。这种方法将允许以降低处理增益的代价增加数据率。替代地，可选择在数个时间瞬间(也就是说nt,(n+l)t,...(n+p-l)t(即pt秒的时段))上传送相同的数据码元。这种方法以降低数据率为代价增加了处理增益。

在前面给出的最大比组合方程中，来自所有子载波的信号被考虑。显然，受显著干扰影响的子载波(可能来自初步用户的存在)可从方程中被排除以降低计算复杂度。

结论

本公开的实施例包括装置和方法，用以产生和接收在该频谱上分布的非常低功率电平下携带信息的多载波扩频信号。

在一些实施例中，方法包括：经由通过在多个频率中的每个频率上编码数据码元将数据码元扩展至跨频谱的多个频率来传送扩频信号。公共脉冲成形滤波器被应用于包括数据码元的多个频率中的每个频率。多个增益被应用于包括数据码元的多个频率，其中多个增益中的每个增益与多个频率中的每个频率相关联。多个频率被组合以产生扩频信号并传送该扩频信号。

在一些实施例中，扩频发射机包括合成滤波器组和谱分布模块。合成滤波器组被配置成通过在多个频率中的每个频率上编码数据码元而将数据码元扩展至跨频谱的多个频率，并将公共脉冲成形滤波器应用于包括数据码元的多个频率中的每个频率。合成滤波器组也被配置成：将多个增益应用于包括数据码元的多个频率，其中多个增益中的每个增益与多个频率中的每个频率相关联。谱分布模块被配置成在不同子载波上调制多个频率中的每个频率，其中不同子载波跨频谱基本均匀地间隔。

在一些实施例中，方法包括接收由发射机中的合成滤波器组产生的扩频信号，该扩频信号包括跨频谱的多个频率。使用与合成滤波器组匹配的匹配滤波器滤通过基本同时地滤波多个频率中的每个频率来对扩频信号进行滤波，以产生窄脉冲序列。窄脉冲序列被锁相至扩频信号。

在一些实施例中，接收扩频信号的方法包括：接收由发射机中的合成滤波器组产生的扩频信号，该扩频信号包括跨频谱的多个频率。使用与合成滤波器组匹配的分析滤波器组滤波通过基本同时地滤波多个频率中的每个频率来对扩频信号进行滤波，以产生与多个频率中的每个频率对应的一组信号。一组信号中与多个频率中的至少一些频率对应的至少一些信号被求平均，并从求平均结果得出数据码元。

在一些实施例中，扩频接收机包括解调器、匹配滤波器和载波恢复单元。解调器被配置成将射频输入转换成基带中的扩频信号。匹配滤波器被配置成：接收由发射机中的合成滤波器组产生的扩频信号，该扩频信号包括跨频谱的多个频率；以及使用具有与合成滤波器组匹配的特性的公共滤波器并基本同时地滤波多个频率中的每个频率来对扩频信号进行滤波，以产生窄脉冲序列。载波恢复单元被配置成：响应于窄脉冲序列产生控制信号，所述控制信号适于在解调器、匹配滤波器和载波恢复单元之间产生锁相环。

虽然本公开容易得出多种修正和以替代形式实现，但已经通过示例在附图中示出且在这里详细描述特定实施例。然而应当理解，本发明不旨在限制于所披露的特定形式。相反，本发明包括落在后面所附权利要求书及其法律等效物范围内的所有修正、等效物和替代。