射频信号传输链的线性化的制作方法

本申请要求于2017年6月14日提交的法国专利申请no.1755344的优先权权益，其内容据此在法律可允许的最大范围内以它的整体通过引用被并入。

本发明的实施例和实施方式涉及信号(尤其是射频信号)的传输，并且特别地涉及通过对射频信号传输链的预失真的线性化。

背景技术

传输链的线性化特别地包括校正从链输出的信号的变形。

射频域功率放大器通常生成失真，因为它们具有非线性响应。在功率放大器中应用补偿引入许多限制。

例如，提供满意线性度的技术(诸如在砷化镓(gaas)衬底上产生的技术)的成本非常高。对放大器过度制定规格(overspecing)(例如，在a类设计中)增大所要求的供应电流，并且意味着要求更大的功率模块，出现热力学约束，等等。然而，这与低消耗技术(诸如移动电话)不相容。

此外，困难的是，在高调制阶数系统(其中发射信号的“峰值与均值”比率可能大于10db)中获得满意的线性度，同时在传输链和功率放大器中维持满意的效率。然而，这是至关重要的，特别是在地面赫兹波发射器技术中。

任何非线性限制了服务质量，例如在数据速率和误比特率方面。

此外，由于需要将宽通带和高传入信号功率相关联，所以用于对传入信号预失真的已有设备具有限制。

图1图示了包括常规预失真设备的传输链dis0的示例。

数字块pr生成传入基带信号bbin，其意图为通过在链的端部处的天线ant被发射。传入信号bbin在输入模块txdfe中经历初始信号整形数字滤波。

数字预失真模块dpd取决于传入信号bbin和期望从链输出的输出信号rfout，来生成预失真信号并且将其施加到传入信号bbin。

预失真信号预先允许传入信号在它通过传输链期间的变形被补偿。一般而言，失真特别地发生在耦合到天线ant的功率放大器pa中。

经预失真的基带数字信号由数模转换器cna转换为模拟信号，然后由射频调制器rfmod进行位移，特别是借助于混频器和由本地振荡器logen生成的频移信号lo。

经位移的信号然后由功率放大器pa放大并且由天线ant发射。

发射信号的一部分由耦合器cpl返回给使用相同的频移信号lo的射频解调器rfdemod，然后由模数转换器can转换成数字信号，并且被传输到数字预失真块dpd。

存在各种方法允许预失真信号被计算，例如通过查找表的方式来比较输入到链中的“理想”传入信号和失真信号的方法。

一般而言，这些校正方法限于三阶调制谐波。

也存在五阶多项式建模方法，其中通过实时地比较发射信号和“理想”信号而获得的即时误差校正被应用。

然而，五阶与宽带信道不相容，例如地面赫兹波发射器的56mhz和112mhz宽度的信道。

也存在不一定要求输入到链中的“理想”信号的知识的其他线性化方法。它们要求在功率放大器pa上游的级(并且特别是调制器rfmod)具有极好的线性度。

在这些类型的校正方法中并且一般地在常规设备中，线性度校正被应用在基带域中并且经由数模转换器cna被传输到调制器。

因此，数模转换器cna和调制器rfmod必须同时满足高带宽约束(以包含预失真信号的频谱)和高功率约束(调制器rfmod必须是高功率的以满足传入信号的传输的需要)。

因此，数模转换器cna必须具有高采样频率和高输入动态范围。高输入动态范围要求许多单一的数模转换单元，并且因此引入大量体积。

类似地，因为调制器rfmod由经预失真的信号驱动，所以它操作在传入信号的功率(即，几十分贝)和预失真信号的带宽(即，大约三到五倍的传入信号的带宽)。

然而，在具有大晶体管的射频域中实现预失真信号的带宽是有问题的。

此外，特别是出于生产成本的原因，合意的是生产具有非常好的线性度同时避免砷化镓衬底上的设计的传输链设备。

技术实现要素：

根据一个方面，提出了一种方法用于处理具有第一功率和第一带宽的传入信号，包括递送放大的输出信号的中间信号的放大。该方法包括：生成位移信号；使用位移信号对从传入信号产生的第一信号的频率进行第一位移，以生成第一经位移的信号；从传入信号和放大的输出信号，生成具有低于第一功率的第二功率和大于第一带宽的第二带宽的预失真信号；使用位移信号对从预失真信号产生的第二信号的频率进行第二位移，以生成第二经位移的信号；以及将第一经位移的信号和第二经位移的信号相加以形成中间信号。

换言之，第一频移被适配于传入信号的功率约束，而不受制于预失真信号的带宽约束，并且第二频移被适配于预失真信号的带宽约束，而不受制于传入信号的功率约束。

由于所述约束不是累积的，所以用于处理传入数字信号的该方法允许传输链优化，特别是在生产成本、体积和性能方面。

根据传入信号是数字信号并且预失真信号是数字信号的一个实施方式，该方法进一步包括：对递送第一信号的数字传入信号进行第一数模转换，该数模转换具有第一输入动态范围和第一采样频率；以及对递送第二信号的数字预失真信号进行第二数模转换，第二数模转换具有低于第一输入动态范围的第二输入动态范围和高于第一采样频率的第二采样频率。

根据一个实施方式，预失真信号的生成包括：放大的输出信号的频率的下位移，该下位移使用位移信号被执行；以及对经位移的放大的输出信号的模数转换。

预失真信号有利地被生成，以使得它补偿放大的输出信号关于传入信号的失真。

预失真信号例如通过自动学习被确定。

预失真信号例如实时地被生成并且包括传入信号与输出信号之间的差异的校正。

有利地，第一位移包括生成作为电流信号的第一经位移的信号的第一预放大，并且第二位移包括生成作为电流信号的第二经位移的信号的第二预放大。

所述第一和第二预放大可以利用可控的相应增益和可控的相应带宽被实施。

例如，第二功率以100至1000倍低于第一功率。

例如，第二带宽是第一带宽的3至5倍大。

有利地，所述传入信号和所述预失真信号是具有以至少十比特每符号被调制的幅度的正交信号。

有利地，位移信号是射频信号。

根据另一方面，一种传输链设备包括：信号输入，用于接收具有第一功率和第一带宽的待传输的传入信号；本地振荡器模块，被配置为生成位移信号；第一调制器，被配置为使用位移信号对从传入信号产生的第一信号执行第一频移，以向调制输出递送第一经位移的信号；功率放大器，包括耦合到调制输出的输入，功率放大器被配置为放大调制电路输出上的中间信号并且递送放大的输出信号；预失真信号生成电路，被配置为从传入信号并且从输出信号生成具有低于第一功率的第二功率和大于第一带宽的第二带宽的预失真信号；第二调制器，被配置为使用位移信号对从预失真信号产生的第二信号执行第二频移，以向所述调制输出递送第二经位移的信号，而与第一经位移的信号一起形成中间信号。

类似地，通过避免传入信号和预失真信号的相应功率约束和通带约束的累积，该设备特别地允许传输链生产成本、体积和性能被优化。

根据传入信号是数字信号并且预失真信号生成电路被配置为生成数字预失真信号的一个实施例，该设备进一步包括：第一数模转换器，被配置为从数字传入信号向第一调制器递送第一信号，第一数模转换器具有第一输入动态范围和第一采样频率；以及第二数模转换器，被配置为从数字预失真信号向第二调制器递送第二信号，第二数模转换器具有小于第一输入动态范围的第二输入动态范围和高于第一采样频率的第二采样频率。

该设备此外可以包括：解调器，被配置为使用位移信号对放大的输出信号的频率下位移；以及模数转换器，被配置为从经位移的放大的输出信号递送数字信号。

有利地，预失真信号生成电路被配置为生成所述预失真信号，以使得它补偿放大的输出信号关于传入信号的失真。

根据一个实施例，预失真信号生成电路包括：处理器或计算电路，被配置为通过自动学习来确定预失真信号；以及信号发生器，被配置为生成所确定的预失真信号。

根据一个实施例，预失真信号生成电路包括反馈回路，反馈回路被配置为实时地生成传入信号与输出信号之间的差异的校正。

有利地，第一调制器包括第一混频器和第一缓冲放大器，第一缓冲放大器在调制输出上生成作为电流信号的第一经位移的信号，并且第二调制器包括第二混频器和第二缓冲放大器，第二缓冲放大器在调制输出上生成作为电流信号的第二经位移的信号。

所述第一和第二缓冲放大器可以分别每个包括按命令并行可切换的多个第一和第二基本缓冲放大器，切换控制信号允许控制相应调制器的增益值和带宽被控制。

例如，第二功率以100至1000倍低于第一功率。

例如，第二带宽是第一带宽的3至5倍大。

例如，所述传入信号和所述预失真信号是正交信号并且具有以至少十比特每符号被调制的幅度。

有利地，位移信号是射频信号。

该设备有利地以集成的方式被生产在硅锗衬底之中和之上。

调制输出可以包括三绕组变压器，其第一初级绕组意图为接收第一经位移的信号，其第二初级绕组意图为接收第二经位移的信号，并且其次级绕组意图为递送所述中间信号。

还提出了一种射频信号传输系统，诸如移动电话、回程网络单元或卫星，所述系统包括诸如上面限定的传输链设备、能够在所述信号输入上生成所述传入信号的数字设备、以及耦合到所述功率放大器的输出的天线。

附图说明

一经细查完全非限制性的实施例和实施方式的详细描述以及附图，本发明的其他优点和特征将变得明显，在附图中：

图1，其在上面被描述，示意性地图示了包括常规预失真设备的传输链；以及

图2和图3图示了示例传输链设备；

图4和图5图示了并入到传输链设备中的示例缓冲放大器；

图6图示了缓冲放大器输出到共同调制输出节点的并联连接；以及

图7图示了包括传输链设备的射频信号传输系统。

具体实施方式

图2示出了包括信号输入txin的示例传输链设备dis，传入数字信号bbin在信号输入txin上生成。

设备dis例如以集成的方式被生产在硅锗(sige)衬底之中和之上。

传入信号bbin由数字块pr(例如，基带处理器)在基带中生成，并且由数字信号整形模块txdfe整形。

传输链被划分成两个并行调制电路md1、md2。

传入信号bbin是正交幅度调制(qam)信号，其通过同相信道和正交信道联合地传输。

第一调制电路md1意图为对从第一功率p1处和第一带宽bw1中的传入信号bbin产生的第一信号abbin进行位移和预放大，以便形成第一经位移的信号st1。例如，功率在位移期间可以增大15db至30db，并且带宽在移动设备中可以包括在1.4mhz与20mhz之间，并且在赫兹波站(诸如回程网络单元)中可以是几百兆赫兹。

第二调制电路md2意图为对从具有第二功率p2和第二带宽bw2的预失真信号pdist产生的第二信号apdist进行位移和预放大，以便形成第二经位移的信号st2。第二功率p2低于第一功率p1，并且第二带宽bw2大于第一带宽bw1。

在这个示例中并且如下面详细描述的，第一信号abbin从传入信号bbin的数模转换而产生，并且第二信号apdist从预失真信号pdist的数模转换而产生。

第一经位移的信号st1和第二经位移的信号st2在调制电路输出mdo1处相加以形成中间信号rfint。

中间信号rfint是意图为由链的端部处的功率放大器pa放大以便由天线ant发射的信号。

调制电路输出mdo1对第一调制电路md1和第二调制电路md2是共同的，信号的电流流动经由并联连接被相加。

第一数模转换器cna1连接到第一调制电路md1的输入。

第一数模转换器cna1具有第一输入动态范围nbb1和第一采样频率fs1。

输入动态范围对应于传入数字信号被编码的位数。因此，对于1024qam调制(即，1024符号正交幅度调制，即，10比特每符号)，14比特的第一输入动态范围nbb1允许具有良好噪声水平和线性度水平的发射。

第一采样频率fs1相比之下可以相对低，例如射频发射频带的4倍。

第一数模转换器cna1在它的输入上接收传入信号bbin，并且将它转换为被称为第一信号abbin的模拟传入信号。

第一调制电路md1包括第一混频器(mix1)和第一缓冲放大器(buf1)。

混频器(mix1)允许初始在基带或中间频带中的第一信号abbin被位移到载波频率。

在载波频率处的位移信号lo由本地振荡器logen生成。

本地振荡器logen，如本身是常规的且已知的，可以包括信号生成振荡器电路，诸如谐振器或锁相环。

缓冲放大器buf1一方面允许预放大增益被施加到第一经位移的信号abbin，并且另一方面例如允许调制电路经由例如共源共栅配置与源自输出的反向传输隔离。

传入信号bbin模拟地被转换成第一信号abbin，并且因此由第一调制电路md1位移和预放大以形成意图为施加到功率放大器pa的输入pain的第一经位移的信号st1。

预失真信号生成电路mgen被配置为建模并且生成预失真信号pdist，随后是第二数模转换器cna2，其连接到第二调制电路md2的输入。

预失真信号生成电路mgen包括意图为对函数建模的处理器或计算电路clc，该函数预先允许传入信号bbin的失真被补偿，该失真特别地由第一调制电路md1和功率放大器pa引起。

预失真信号生成电路mgen此外包括数字信号发生器gen，其允许具有第二功率p2和第二带宽bw2的预失真信号pdist被生成。

存在于功率放大器pa的输出上的放大的输出信号rfout经由定向耦合器cpl被递送到预失真信号生成电路mgen。该输出信号rfout由解调器rfdm下位移，例如到基带，解调器rfdm接收由相同的本地振荡器logen生成的调制信号。被位移到基带的信号然后由模数转换器can转换成数字信号。

例如，处理器或计算电路clc被配置为相对于校正模型而使用自动学习技术来计算数字预失真信号。校正模型例如从参考的函数或表格产生。自动学习例如在于取决于它的实际效果来调节校正，该实际效果可能例如取决于温度和功率供应条件。

根据另一示例，预失真信号生成电路被配置为实时地抵消输出信号rfout关于传入信号bbin的误差。

数字信号发生器gen因此生成预失真信号pdist。

由于第二功率p2对应于失真的(一般为低的)功率，因此不需要预放大增益高于调制电路md1中的传入信号的第一功率p1之下的大约16至20db。

第二带宽bw2对应于失真的频谱宽度，一般为传入信号的带宽bw1的3至5倍。

数字预失真信号pdist然后将由第二数模转换器cna2转换成被称为第二信号的模拟预失真信号apdist，然后由第二调制电路md2位移和预放大，而形成第二经位移的信号st2。

第二数模转换器cna2具有第二输入动态范围nbb2和第二采样频率fs2。

第二输入动态范围nbb2可以相对低，例如比上面给出的第一输入动态范围nbb1小4位。

第二采样频率fs2相比之下相对为高，例如大约为第一采样频率fs1的3至5倍。

类似地，第二调制电路md2包括第二混频器(mix2)和第二缓冲放大器(buf2)。

混频器mix2允许初始在基带或中间频带中的第二信号apdist被位移到载波频率。

在载波频率处的调制信号lo由相同的本地振荡器logen生成。

第二缓冲放大器buf2一方面允许预放大增益被施加到经位移的第二信号apdist，并且另一方面例如允许调制电路经由例如共源共栅配置与源自输出的反向传输隔离。

模拟地被转换成第二信号apdist并且因此被位移和预放大的预失真信号pdist形成第二经位移的信号st2，其意图为被施加到功率放大器pa的输入pain。

第一和第二调制电路md1、md2被配置为在它们分别包括的缓冲放大器buf1、buf2的输出上生成作为电流信号的第一和第二经位移的信号st1、st2。

所述缓冲放大器的输出到第一调制电路md1和第二调制电路md2共同的调制级输出节点mdo的并联连接允许第一经位移和预放大的信号st1以及第二经位移和预放大的信号st2直接相加。

图3示出了另一示例实施例，其中第一经位移的信号st1和第二经位移的信号st2的相加根据另一替代方式被实现。

在这个示例中，调制电路输出mdo2包括三绕组变压器tr，其第一初级绕组l1意图为接收第一经位移的信号st1，其第二初级绕组l2意图为接收第二经位移的信号st2，并且其次级绕组l3意图为递送所述中间信号rfint。具体地，在该配置中，中间信号rfint是第一和第二经位移的信号tr1、tr2的和。

传输链设备dis的所有其他元件与上面参考图2描述的相同，利用相同的参考标记引用并且在此不再详述。

图4示出了并入诸如上面参考图2和图3描述的传输链设备dis中的示例缓冲放大器bufa。

缓冲放大器bufa是差分信道放大器，并且包括与两个共源共栅晶体管tc1、tc2串联耦合的两个放大晶体管t1、t2。

两个共源共栅晶体管tc1、tc2经由输出变压器trs耦合到差分调制电路输出mdo。

输出变压器trs的输出端子mdo耦合到功率放大器pa的输入。

共源共栅晶体管tc1、tc2由施加到栅极节点vc的共源共栅信号控制。共源共栅信号例如可以使得缓冲放大器级buf的反向隔离优值系数(figureofmerit)是最佳的。

耦合到放大晶体管t1、t2的栅极的两个输入vin+、vin-分别意图为接收差模经位移的信号。

根据上面参考图2和图3描述的示例，差模经位移的信号源自混频器mix1、mix2。

混频器mix1、mix2具有常规结构并且例如是吉尔伯特单元。

放大晶体管t1、t2的栅极此外经由偏置电阻器rb耦合到两个偏置输入vb。偏置输入vb意图为接收偏置信号。

偏置信号允许缓冲放大器buf1的成对放大晶体管t1、t2的平均dc电压偏置被设置。

在上面参考图2和图3描述的示例设备dis中，这个示例缓冲放大器bufa可以：在第一种情况下，如果第一调制电路md1被配备有第一缓冲放大器buf1，则起到第一缓冲放大器buf1的作用，或者在第二种情况下，如果第二调制电路md2配备有第二缓冲放大器buf2，则起到第二缓冲放大器buf2的作用。

因此，差分输入vin+、vin-可以：在第一种情况下，接收被位移到载波频率lo的第一信号abbin，或者在第二种情况下，接收被位移到载波频率lo的第二信号apdist。

图5示出了并入到诸如上面参考图2和图3描述的传输链设备dis中的另一示例缓冲放大器bufb。

缓冲放大器bufb具有与上面参考图4描述的示例类似的架构，并且共同元件利用相同的参考标记来引用并且在此不再详述。

在这个示例中，混频器mix由电流发生器im表示，其图示了源自混频器的输出信号，例如从吉尔伯特单元输出的差分电流。

解耦电容器cc对该差分信号进行滤波，该差分信号经由相应的输入电容器cin以及电感性元件lm和电阻性元件rm的并联布置被施加到放大晶体管t1、t2的栅极。

此外，偏置电流发生器igen使电流流过二极管晶体管t3。

二极管晶体管t3的栅极通过偏置电阻器rb耦合到放大晶体管t1、t2的栅极，以便形成电流镜。

在二极管晶体管t3的栅极与大地之间连接的解耦电容器co允许电流镜的控制电压被滤波。

对电流发生器igen(由于它是传入信号的代表)的控制允许缓冲放大器bufb的成对晶体管t1、t2的平均dc电压偏置被设置。

类似地，第一调制电路md1或第二调制电路md2可以配备有这个示例放大器bufb。

图6示出了第一缓冲放大器buf1的输出和第二缓冲放大器buf2的输出到共同的调制级输出节点mdo(在这个示例中通过输出变压器trs)的并联连接的示例。

在这个示例中，第一缓冲放大器buf1包括多个并行的第一基本缓冲放大器buf11-buf12-...-buf1n。

第一混频器mix1将第一经位移的信号abbin传输到所有的第一基本缓冲放大器。

第一基本缓冲放大器buf11-buf1n个体地具有相应的基本增益和相应的带宽。

通过基本缓冲放大器的带宽，所意指的是基本缓冲放大器以恒定幅度并且利用小相位旋转来传输信号的频带的宽度。

第一基本缓冲放大器被配置为放大具有第一相对窄带宽(例如，从1.4mhz到20mhz)的信号。

因此，每个第一基本缓冲放大器的共源共栅晶体管的控制信号vc11-vc12-...-vc1n可以特别地允许第一经位移的信号st1的预放大增益被调节。

此外，对每个第一基本缓冲放大器的相应偏置电压(vb)的控制还可以允许第一经位移的信号st1的预放大增益被调节。

例如，这个增益可以从15db到30db变化。

第二调制电路md2包括多个并联的第二基本缓冲放大器buf21-...-buf2m。

第二混频器mix2将第二经位移的信号apdist传输到所有的第二基本缓冲放大器。

类似地，第二基本缓冲放大器buf21-…-buf2m个体地具有相应的基本增益和相应的带宽。

第二基本缓冲放大器被配置为放大具有失真的频谱宽度的第二带宽的信号。例如，第二基本缓冲放大器的带宽是第一基本缓冲放大器的带宽的3至5倍大。

因此，每个第二基本缓冲放大器的共源共栅晶体管的控制信号vc21-...-vc2m可以特别地允许第二经位移的信号st2的预放大增益被调节。

此外，对每个第二基本缓冲放大器的相应偏置电压(vb)的控制还可以另外允许第二经位移的信号st2的预放大增益被调节。

例如，在根据长期演进(lte)第4代移动电话标准的发射的上下文中，如果许多基本缓冲放大器被关联，则该增益的变化可能达到84db。

总之，第一调制电路被配置和优化为调制具有第一功率和第一带宽的传入信号，并且第二调制电路被配置和优化为调制具有低于第一功率的第二功率和大于第一带宽的第二带宽的预失真信号。并入所述调制器中的缓冲放大器的输出电流在共同的调制级输出节点mdo上经由并联连接或三绕组变压器被相加，相应的通带和功率在所述调制级输出节点之前不具有相关性。

以功率与带宽之间的相关性的这些缺乏为基础的实施例在技术上是非常有利的，特别是在体积和生产成本方面。

此外，上面描述的示例设备允许传输链的性能和功耗被优化。

图7示出了包括诸如上面参考图2至图6描述的传输链设备dis的射频信号传输系统sys。

例如，系统sys可以是移动电话、回程网络中继天线或卫星。

此外，系统sys包括数字设备cpu，其生成被施加到设备dis的信号输入txin的传入信号。

天线ant耦合到设备dis的功率放大器pa的输出。

数字设备cpu例如是计算单元，诸如微控制器或微处理器。传入信号例如是正交幅度调制信号，其通过数字采样被建模并且以至少10比特每符号(1024qam)进行传输。

此外，本发明不限于这些实施例而是涵盖其任何变体；例如，参考图2和图3描述的传输链设备是简化的示例，并且可以特别地包括常规输出元件，诸如滤波器、双工器、匹配网络，等等。类似地，参考图4至图6描述的缓冲放大器可以具有不同的设计而不脱离本发明的范围。