用于电容传感器的PVT补偿的电阻偏置架构的制作方法

本发明总体上涉及用于电容传感器的工艺、电压和温度(pvt)补偿的电阻偏置架构。

背景技术：

用于读取或放大诸如mems麦克风等电容传感器的信号的电路通常包括非常高阻抗的输入端子。在这样的电路中，还可能需要偏置来定义mems麦克风的dc操作点。偏置可以使用具有某些特性(即，相对于电压参考的线性度和信号对称性)以及非常高的阻抗的输入部件。例如，可能需要设计用于基于mems的麦克风的偏置电路，其阻抗值超过1gohm，或者甚至超过100gohm。

通常提出的偏置解决方案使用在截止区域操作的晶体管来提供所需要的高阻抗值。虽然实际上可以实现高阻抗值，但是所得到的阻抗值可能对制造工艺的类型、操作电压和环境温度(pvt)的变化敏感。

技术实现要素：

根据本发明的实施例，一种电路包括：耦合在第一节点与第二节点之间的第一多个串联耦合的晶体管；耦合在第一节点与第二节点之间的第二多个串联耦合的晶体管；以及与第二节点通信的包括多个输出的分压器电路，第一组输出耦合到与第一多个串联耦合的晶体管相关联的对应控制节点，不同于第一组输出的第二组输出耦合到与第二多个串联耦合的晶体管相关联的对应控制节点，控制节点包括体节点(bulknode)或栅极节点(gatenode)中的至少一项。

根据本发明的另一实施例，一种电路包括：耦合在第一节点与第二节点之间的第一多个串联耦合的晶体管；耦合在第一节点与第二节点之间的第二多个串联耦合的晶体管；与第二节点通信的包括多个输出的第一分压器电路，第一组输出耦合到与第一多个串联耦合的晶体管相关联的对应体节点，并且不同于第一组输出的第二组输出耦合到与第二多个串联耦合的晶体管相关联的对应体节点；以及与第二节点通信的包括多个输出的第二分压器电路，第一组输出耦合到与第一多个串联耦合的晶体管相关联的对应栅极节点，不同于第一组输出的第二组输出耦合到与第二多个串联耦合的晶体管相关联的对应栅极节点。

根据本发明的另一实施例，一种操作器件的方法，该器件包括在第一节点与第二节点之间的第一多个串联耦合的晶体管以及在第一节点与第二节点之间的第二多个串联耦合的晶体管，该方法包括：使用与第一节点和第二节点相关联的第一组电压，来驱动与第一多个串联耦合的晶体管相关联的控制节点，以及使用与第一节点和第二节点相关联的第二组电压，来驱动与第二多个串联耦合的晶体管相关联的控制节点，其中控制节点包括体节点或栅极节点中的至少一项。

附图说明

为了更完整地理解本发明及其优点，现在参考结合附图进行的以下描述，在附图中：

图1是用于mems麦克风的读出系统的示意图；

图2是在没有任何pvt补偿方案的情况下的高欧姆偏置电阻器的示意图；

图3是根据本发明的实施例的高欧姆偏置电阻器以及相关联的mems麦克风和缓冲器的高级示意图；

图4是根据本发明的实施例的高欧姆偏置电阻器的更详细的示意图；

图5a和5b一起形成根据本发明的实施例的高欧姆偏置电阻器的晶体管级示意图；

图6是在本发明的电路中使用的p-mos晶体管的截面图，示出了可能的泄漏电流路径；

图7是包括mems泄漏路径的mems偏置电路的高级示意图；

图8a和8b一起形成根据本发明的另一实施例的高欧姆偏置电阻器的晶体管级示意图；以及

图9是根据本发明的实施例的包括放大器电路的经封装的mems器件的框图。

具体实施方式

图1示出了用于诸如mems麦克风102之类的电容传感器的读出系统100，该mems麦克风102采用了恒定电荷偏置。mems麦克风102使用非常高的输入阻抗来避免信号劣化。因此，这种传感器的信号输入端子通常直接耦合到放大或缓冲级的mos栅极。理想情况下，超级源极跟随器(ssf)可以用于这个目的，如题为“用于使用源极跟随器读出的信号的系统和方法(systemsandmethodforsignalread-outusingsourcefollowerfeedback)(序列号15/050,972)”的共同未决的专利申请中所描述的，其在此通过引用整体并入。也可以使用其他已知的放大或缓冲级。因此，读出系统100需要稳定且明确定义的输入操作点。如图1所示，这可以通过都被指定为rbias的两个高欧姆偏置电阻器104和106来提供，这两个偏置电阻器104和106分别耦合在参考电压vref与输入端子vinp和vinn之间。偏置电阻器104和106(rbias)与整体系统性能有关，并且定义系统的高通转角频率。因此，偏置电阻器104和106均在几百千兆欧的量级，以对整体系统噪声具有很小的影响。在电路实施例中，有利的是，电阻器104和106在存在大信号激励时是线性的。在一些实施例中，偏置电阻器104和106是对称的，这表示相对于vref电压电平的正信号摆动应当看到与负信号摆动相同的电阻。可以使用对称偏置电阻器来避免偏离目标偏置点的漂移。因此，本发明的实施例提供偏置电阻器或者具有如上所述的特性、并且相对于pvt电压、温度和工艺变化具有小的电阻值变化、并且能够承受mems器件中发生的泄漏电流的电阻器。泄漏电流是由背板与mems器件的膜之间的寄生欧姆分支引起的，例如在多尘的环境中或当器件在高湿度条件下操作时，这将在下面进一步详细说明。

如图2所示的电路200所示，可以实现非常高欧姆的偏置电阻器。电路200包括四个p-mos晶体管的两个反并联电阻器分支(第一分支包括晶体管210、212、214和216并且第二分支包括晶体管218、220、222和224)加上并联的附加启动开关，附加启动开关由三个串联的p-mos器件204、206和208组成。虽然图2中示出了p-mos晶体管，但是也可以使用n-mos晶体管、以及诸如soi或其他技术等其他类型的晶体管。而且，实施例可以在诸如硅衬底等单片或单个半导体衬底上实现。在启动阶段期间，开关以低欧姆模式操作(使用开关节点202)以加速建立时间，并且随后开关以断开模式操作(使用开关节点202)。在所示的示例中，电阻器中使用的每个p-mos器件经历总的信号摆动的四分之一。当在节点vin处施加正信号时，相对于参考电压电平vref，上部分支减小阻抗并且因此主导等效电阻器。对称地，下部分支在存在负输入信号时占主导地位。理想情况下，电路200中的拓扑结构产生对称电阻器；否则，对应的偏置点可能随着信号摆动的变化而漂移。

图2所示的电路200可以相对于电压、温度和工艺变化具有相对较大的电阻扩展。从dc的观点来看，每个栅极端子处于与源极相同的电位，这表示晶体管阈值电压vth的变化由于其偏置条件改变而导致大的电阻变化。例如，在标称工艺条件下和在-40℃至100℃的温度范围内，可以观察到四个数量级的电阻变化。实际上，电阻随着|vth|的减小而下降，这表示高温和快速处理条件导致低电阻。在这些条件下，偏置电阻器噪声贡献在整个麦克风(电容传感器)系统中占主导地位。

本发明的实施例提供相对于电压、温度和工艺变化被补偿并且也耐受泄漏电流(这将在下面进一步详细描述)的高欧姆线性电阻。本发明的实施例保留了图2所示的电路200的期望特征、以及用于解决温度和工艺变化的补偿特征。此外，还解决了mems器件可能存在的泄漏电流。

图3中示出了根据本发明的实施例的电路300的高级示意图，器包括阻抗电路、mems麦克风350和ssf缓冲放大器352。阻抗电路包括反并联配置的具有串联的四个p-mos晶体管(304、310、316和322)的第一电阻器分支以及具有四个p-mos晶体管(328、334、340和346)的第二电阻器分支，以保持对称行为。在一些示例中，每个器件具有信号摆动的基本上相等的部分，这可以减小输入偏置点漂移对信号摆动的影响。

图3所示的电路300首先确保温度和过程补偿，并且其次确保泄漏容忍方法。为了满足第一点，电路300在每个p-mos器件的栅极处施加温度和工艺相关的适当的dc电压偏移，其补偿相对于温度和工艺的器件的阈值电压变化。第一器件分支的dc电压偏移被示出为dc偏移框302、308、314和320。第二分支的dc电压偏移被示出为dc偏移框326、332、338和344。为了保持图2所示的实现的正特征，dc偏移被叠加到相应器件的漏极信号的副本上。因此，在ac处，电路300的栅极信号等同于电路200中的栅极信号。

在一些实施例中，解决了内部泄漏电流，以便减小偏置点的电压偏移并且降低噪声。因此，图2所示的快速启动开关及其泄漏源已经在图3所示的电路中被移除。通过在启动条件期间将器件的栅极驱动到地，可以实现短的启动时间，这在下面进一步详细解释。

因此，具有其分压版本的输入电压的dc偏移副本用于驱动图3所示的p-mos器件的栅极。此外，栅极电压在理想情况下在启动间隔期间被设置为零伏(或能够完全接通p-mos器件的栅极源极电压)。为了驱动这些器件的体连接，使用具有其分压版本的输入电压的低欧姆副本，而没有任何电压偏移。用于第一电阻器分支的体驱动电路在图3中示出为框306、312、318和324。用于第二电阻器分支的体驱动电路在图3中示出为框330、336、342和348。注意如上面关于dc偏移电路所讨论的体驱动电路的反并联配置。

如图4所示，示出了本发明的实施例的电路的更详细的实现400。除了偏置电阻器本身和超级源极跟随器(ssf)之外，没有额外的结构连接到输入端子vinp和vinn。然而，在一些实施例中，附加的高阻抗结构可以耦合到输入端子。输入端子是电路中最敏感的节点，因为它们是高欧姆的。因此，连接到输入端子的每个器件都可能导致泄漏、噪声、信号衰减、psrr降级等。用于体端子的输入副本信号和用于栅极的dc偏移输入副本是根据ssf输出voutp和voutn生成的，它们是低欧姆驱动节点。

因此，图4所示的电路400大致对应于图3所示的电路300并且可以用于实现图3所示的电路300。图4中未示出mems麦克风。

图4的上半部分包括第一高欧姆电阻器，第一高欧姆电阻器包括与第二晶体管分支404反并联连接的第一晶体管分支402。电阻器分支402和404耦合在第一节点vref与第二节点vinp之间。ssf缓冲器406耦合在vinp节点与voutp节点之间。第一分压器408在voutp与参考电压之间生成五个等间隔电压410(下面讨论)，其中的顶部四个用于驱动分支402中的体端子，并且其中的底部四个用于驱动分支404中的体端子。voutp通过将在下面描述的中间电路耦合到缓冲器418。耦合到缓冲器418的输出(voutp_sh)的第二分压器422在voutp_sh与vmid之间生成五个等间隔电压428，其中的顶部四个用于驱动分支404中的栅极端子，并且其中的底部四个用于驱动分支402中的栅极端子。耦合到第二分压器422的快速启动电路420在启动期间在第一高欧姆电阻器两端施加低阻抗，这也在下面进一步详细讨论。

图4的下半部分包括第二高欧姆电阻器，第二高欧姆电阻器包括与第二晶体管分支432反并联连接的第一晶体管分支430。电阻器分支430和432耦合在第一节点vref与第三节点vinn之间。ssf缓冲器436耦合在vinn节点与voutn节点之间。第一分压器434在voutn与参考电压之间生成五个等间隔电压438(下面讨论)，其中的顶部四个用于驱动分支430中的体端子，并且其中的底部四个用于驱动分支432中的体端子。voutn通过将在下面描述的中间电路耦合到缓冲器446。耦合到缓冲器446的输出(voutn_sh)的第二分压器448在voutn_sh与vmid之间生成五个等间隔电压450，其中的顶部四个用于驱动分支432中的栅极端子，并且其中的底部四个用于驱动分支430中的栅极端子。耦合到第二分压器448的快速启动电路452在启动期间在第二高欧姆电阻器两端施加低阻抗，这也在下面进一步详细讨论。

虽然分压器408、422、434和448均包括用于生成等间隔电压的相同尺寸的电阻器，但是可以进行电阻器和电压间隔的其他布置，以适应特定的电阻器分支配置。

共模反馈回路确保输出的dc偏移版本voutp_sh和voutn_sh相对于温度和工艺具有与节点vref_tc相等的期望的dc偏置点和受控行为。vref_tc补偿偏置电阻器器件的阈值电压变化。共模反馈回路包括耦合在voutp与vcm之间的电阻器412以及耦合在voutn与vcm之间的电阻器440。温度补偿电路424包括温度相关电压生成电路，其实现在下面进一步详细讨论。温度补偿电路424的输出耦合到运算电感放大器(“ota”)426，ota426又驱动受控电流源416和444。电流源416通过利用被指定为rshp的电阻器414产生适当的电压降，来改变缓冲器418的dc输入电压。电流源444通过利用被指定为rshn的电阻器442产生适当的电压降，来改变缓冲器446的dc输入电压。ota426通过控制电流源416和444来迫使vmid等于vref_tc。结果是，voutp_sh和voutn_sh具有vref_tc作为dc偏置点。

图5a和图5b中示出了本发明的实施例的晶体管级实现，图5a包括第一电路部分502，图5b包括第二电路部分504。输入参考偏置电压vref通过将经缓冲的带隙电压vref_bg向下偏移mos晶体管(most)的二极管电压来获得。most通过电流源i44被偏置。二极管电压与ssf电路518中的源极跟随器输入器件的二极管电压相匹配。结果是，输出偏置电压等于vref_bg，vref_bg作为带隙电压相对于温度、过程和电压被补偿。此外，晶体管p1p和p1n的二极管电压与源极跟随器和中的输入器件的二极管电压相匹配，因此电压vinp_r和vinn_r分别是vinp和vinn的低欧姆副本(因为它们由两个ssf输出驱动)。根据vinp_r和vinn_r，经由两个分压器512和526生成其他的体电压，两个分压器512和526包括连接到vref的四个大小相等的电阻器。理想情况下，在dc处，将没有电流流过电阻器。电阻器的尺寸使得生成的电压足够低欧姆以驱动任何体泄漏电流。换言之，泄漏电流将导致电阻分压器两端的电压降可忽略不计。分压器512包括电阻器r39、r40、r41和r43。分压器526包括电阻器r33、r34、r35和r36。

电路部分502还包括耦合在vinp与vref之间的第一高欧姆电阻器，并且包括反并联连接的第一分支506和第二分支508。第一分支506包括串联连接的晶体管p72、p73、p74和p75。第二分支508包括串联连接的晶体管p68、p69、p70和p71。虽然在分支506和508中示出了p-mos晶体管，但是也可以使用n-mos晶体管、以及诸如soi或其他技术等其他类型的晶体管。而且，实施例可以在诸如硅衬底等单片或单个半导体衬底上实现。此外，串联的器件的数目和/或分支的数目可以是任意的。vinp电压通过ssf电路510被缓冲，并且vinn电压通过ssf电路524被缓冲。分压器512生成体电压514，并且分压器526生成体电压530。栅极电压516和528也在图5a中示出，并在下面进一步详细讨论。

在图6中，示出了p-mos晶体管600的截面。在一个实施例中，这个器件在偏置电阻器用作电阻元件。示出了p衬底602、n阱604、源极/漏极p扩散606和608、以及体连接610和618、源极连接612、栅极连接614和漏极连接616。还示出了穿过反向偏置二极管620、622和624的泄漏电流路径。栅极结构626也在图6中示出。

特别地，示出了p扩散到n阱与p衬底到n阱之间的pn结(620、624和622)，这可能导致泄漏电流。电路实施例确保这些泄漏电流不流过偏置电阻器分支。为此，实现本发明的实施例，其迫使体端子处于与源极和漏极相同的dc电位。因此，p扩散到n阱的二极管的泄漏电流大大衰减。其余的泄漏源(即衬底到n阱二极管)是低欧姆驱动的，并且电流从体(bulk)流到接地衬底，而不进入电阻器分支。

参考图5b所示的电路部分504描述栅极信号的生成。首先，使用耦合在电压节点voutp与voutn之间的两个相等的电阻器r37和r42获得输出共模电压vcm。然后将vcm向下偏移p2的二极管电压，从而产生电压vref1。p2与p1p、p1n、以及源极跟随器输入器件相匹配(参见图5a)。显然，vref1似乎与vref处于相同的电位。在正常情况下是如此。但是，例如，由于冲击事件，输入和因此输出可能处于不同的电平。因此，vref1保持跟踪实际共模电平。然后，vref1向上偏移电阻器r0两端的电流乘以电阻的电压降，从而产生vref2。这个电压降相对于温度和工艺是恒定的。就温度和工艺行为而言，vref2等于施加到偏置电阻的vref。最后，导出电压参考vref_tc，其补偿偏置电阻器器件的阈值电压。这是通过将vref2向下偏移适当的二极管电压p3来完成的，并且理想情况下，其偏置电流被精确地设计为满足这个要求。在电路实施例中，偏置电阻器保持足够高欧姆，使得即使在高温下也不会成为主要的噪声因素。此外，随着温度的小电阻器降低可能是一种理想的行为，以使得系统更加稳健，以防止来自esd结构、mems、栅极泄漏等的额外泄漏。

共模回路通过控制两个电流源n1p和n1n来确保电压vmid和vref_tc基本上相等。ota532具有用于接收vref_tc电压的第一输入和用于接收vmid电压的第二输入。生成的电流与电阻器rshp和rshn一起使输出电压偏移期望的量，使得voutp_sh和voutn_sh以vref_tc作为偏置点。缓冲器bufp534和bufn536用于避免信号衰减。然后使用分压器540和542进行信号分割。同样，在这些分压器中，电阻器是匹配的，并且理想情况下，没有dc电流流动。分压器540包括电阻器r45、r46、r47和r48，并且用于通过启动电路生成第一组栅极电压516，这将在下面进一步详细描述。分压器542包括电阻器r27、r28、r30和r31，并且用于通过启动电路生成第二组栅极电压528，这将在下面进一步详细描述。

在每个栅极信号处都存在传输门和接地开关，以便具有快速启动时间。在启动期间，传输门断开并且开关闭合，在操作期间，传输门闭合并且开关断开。在对地偏置电阻中驱动栅极将使结构低欧姆，以允许在启动期间快速设置。接地开关包括晶体管n23、n19、n20、n16、n15、n25、n26、n29和n30。对应的传输门包括传输门t23、t19、t20、t16、t15、t25、t26、t29和t30。启动电路544由fast_startup_q信号和由反相器538提供的反相信号控制。

偏置电阻器值可以通过改变通过r0的电流来调节，而不会影响其相对于温度和工艺的行为。晶体管p2的偏置电流包括i40和i50。电阻器r0的偏置电流包括i41和i51。晶体管p3的偏置电流包括i42和i52。

一些mems麦克风可能由于例如灰尘和其他颗粒进入mems麦克风封装件，而表现出相当大的泄漏电流。因此，一些实施例的偏置电路具有在存在高mems泄漏电流的情况下降低其电阻的能力，以使得系统在这些条件下更加稳健。

在图7中，示出了mems偏置电路700，其包括mems麦克风702、偏置电阻器704和706、ssf电路708和710、电荷泵712和泄漏路径714。还示出了输入端子vinp和vinn以及输出端子voutp和voutn。mems麦克风702用连接到电荷泵712的膜以及连接到两个输入端子的两个背板来表示。片上电荷泵712提供期望的mems偏置电压。电阻器714(rleakage)将对泄漏电流进行建模。结果是，具有rbias的rleakage形成电阻分压器，并且如果rleakage足够低以与rbias相当，则vinp处的输入偏置将被不期望地向上偏移。因此，voutp的偏置将跟随输入。最糟糕的情况是当rleakage很小以将输出推到电源电平时，忽略任何信号摆动。

在图8a和8b中，电路部分802和804提供替代实施例，其相对于mems麦克风中的泄漏电流而更稳健。与图5a和5b所示的实施例相比，图8a和8b的拓扑结构仅在共模参考电压vcm方面不同。在图8a和8b中，vcm电压是直接缓冲的带隙电压；因此，vref1和vref在输出条件上独立地基本上相等。

图8a包括大致对应于图5a的第一电路部分502的第一电路部分802。因此，所描绘的是电阻器分支806、808、820和822、缓冲器电路818、810和824、分压器812和826、体电压814和830、以及栅极电压816和828。其他部件具有与图5a中的相同的编号。

图8b包括大致对应于图5b的第二电流部分504的第二电路部分804。因此，所描绘的是缓冲器和ota电路832、缓冲器834和836、分压器电路840和842、栅极电压816和828、反相器838和启动电路844。其他部件具有与图5b中的相同的编号。

由于连接到r0的两个电流源i41和i51之间的电流不匹配可能改变流经的电流并且可能导致输出偏置点上的误差，因此不直接使用vref。因此，代之以使用vcm，其是带隙电压vref_bg的缓冲版本，如图8a和8b所示。

因此，泄漏的mems将输出之一推高将不会修改共模回路中的参考电压vref_tc。换言之，生成的栅极电压不受mems泄漏的影响。相反，源极、漏极和体电压向上偏移。因此，结果是较低的电阻，这又表示较低的偏置偏移。总之，与图2所示的实施例相比，图8a和8b所示的实施例可以受mems泄漏电流的影响较小。

实施例的电路的优点在于，保持了输入/阻抗分量的线性度，并且减少了任何整流效应。

封装的mems麦克风900在图9中示出，并且包括具有声学端口的封装件902，其中mems麦克风904耦合到包括如前所述的根据本发明的实施例的偏置电阻器的放大器电路906。

虽然已经参考说明性实施例描述了本发明，但是本描述并不旨在以限制意义来解释。参考本描述，本领域技术人员将清楚说明性实施例的各种修改和组合以及本发明的其他实施例。因此，所附权利要求旨在涵盖任何这样的修改或实施例。