一种低模糊抗干扰导航信号副载波跳频调制方法与流程

本发明属于卫星导航和其他无线电导航信号体制设计及信号生成领域，特别涉及一种低模糊抗干扰导航信号副载波跳频调制方法。

背景技术：

全球卫星导航系统(gnss)可以在全球范围内为用户提供全天候，高精度，高可靠性的导航授时服务，但是gnss信号为弱信号，在一些类似于城市峡谷，森林覆盖区和建筑物内部等复杂环境中，由于信号衰减和多路径效应，严重影响了用户接收机定位的精度和稳定性。随着移动互联网和物联网技术的快速发展，基于位置的服务需求发生指数级增长，这要求全球卫星导航系统(gnss)和gnss-like系统不断提高定位精度和抗干扰能力。

信号体制是gnss系统的核心之一，直接影响导航系统的性能。gnss信号体制的研究主要集中于信号的调制体制，调制体制决定了信号的自相关函数和功率谱的包络形状，对信号的码跟踪精度、互操作性、抗干扰和抗多径性能起着决定性的作用。第一代gps系统信号采用了bpsk调制，增加bpsk调制的伪码速率可以提高系统的定位精度，但是同时也需要增加发射功率，并且只能有限地提高信号的抗多径能力。相比于bpsk调制，boc调制和已经使用的导航信号具有优良的谱分离特性，更高的码跟踪精度，更好的抗多径干扰的能力和实现灵活性。因此，boc调制已经被现代化gps系统，伽利略(galileo)系统和北斗(compass)系统广泛采用。在新一代gnss系统信号体制研究过程中，逐步衍生出了多种基于boc调制体制的扩展调制方法。galileol1信号和gpsl1c信号采用mboc调制，mboc通过组合不同的副载波符号或者采用四电平副载波符号，提高了信号的码跟踪精度和抗多径性能；galileoe5信号采用了altboc调制，基于恒包络复用技术设计的altboc提高了星上功放的利用效率，降低了载荷复杂度；还有一些扩展boc调制包括qmboc，td-altboc和ace-boc等新调制方法。这些扩展boc调制方法研究主要集中于提高信号的码跟踪精度和功率放大器的复用效率。

但是，boc调制的一个重要缺陷是其自相关函数具有多峰特性，接收机在信号跟踪过程中可能会错误地锁定到自相关函数副峰上，造成无法忍受的测量误差，这种副峰模糊在高阶boc调制中更加严重。目前降低或者消除boc调制自相关函数副峰模糊的方法是在用户接收机端实现的，这并没有消除boc调制的天生缺陷并且极大地增加了用户接收机的硬件复杂度和功耗。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种低模糊抗干扰导航信号副载波跳频调制方法，以解决上述问题。

为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：

一种低模糊抗干扰导航信号副载波跳频调制方法，包括以下步骤：

步骤1，基于频率为f0的基准时钟clk0分频生成频率为fd的数据电文生成驱动时钟clk1，采用clk1控制导航电文生成器生成导航电文，并编排成二进制数据码d(t)；

步骤2，基于基准时钟clk0倍频生成频率为fc的伪码生成驱动时钟clk2，fc为f0的整数倍；采用clk2控制伪码生成器生成包含码片长度为tc，一个周期内有n个码片，即周期为ntc的伪码，并与数据码d(t)模二和运算生成调制数据码的伪码ak；

步骤3，基于基准时钟clk0生成频率为fν的跳频图案生成驱动时钟clk3，跳频图案是控制跳频系统频率跳变的指令序列；采用clk3控制跳频图案生成器生成跳频图案序列{ck}，伪码频率fc是跳频图案频率fν，即跳速的整数倍，跳频图案的周期是伪码周期的整数倍；

步骤4，根据跳频图案序列生成跳频二进制偏移副载波；

步骤5，将调制数据码的伪码ak与跳频二进制偏移副载波进行模二和运算，生成导航基带信号。

进一步的，步骤4中生成方法为：对跳频图案序列进行指令译码，在跳频指令的控制下，频率合成器生成频率跳变的副载波驱动时钟clk4，其频率跳变的范围为m表示频率合成器能够生成的频点数目，每个频点的频率i＝0,1...,m-1为伪码频率fc的整数倍；采用时钟clk4控制副载波生成器生成跳频二进制偏移副载波。

进一步的，步骤4中生成方法为：将频率跳变范围内的m个频点的跳频二进制偏移副载波的符号预先写入查找表lut，对跳频图案序列进行指令译码，在跳频指令的控制下，根据预存的副载波符号查找表，输出对应的副载波符号，生成跳频二进制偏移副载波。

进一步的，调制信号采用跳频副载波。

进一步的，调制信号采用跳频副载波的波形为跳频二进制偏移副载波。

进一步的，基带信号的解析形式可以表示为：

式中，ak表示调制数据的伪码，跳频二进制偏移副载波符号，tc表示伪码码片的长度，表示对应于第k个伪码码片的副载波频率。

与现有技术相比，本发明有以下技术效果：

传统的bpsk调制和boc调制是基于直序扩频技术提出的调制体制，而本发明的fh-boc跳频二进制偏移副载波调制体制结合了直序扩频和跳频技术，所以fh-boc不仅具有直序扩频技术的性能优势，也具有跳频技术的性能优势。跳频技术广泛地应用在移动通信，雷达和军用通信领域，跳频系统具有优越的匿踪性，抗窄带干扰能力和抗多径干扰能力，因此，fh-boc调制比同等条件下的boc调制具有更加优越的匿踪性，抗窄带干扰能力和抗多径干扰能力，而且fh-boc调制自相关函数的主副峰幅度比值远小于boc调制，极大的降低了自相关函数副峰模糊的缺陷。

fh-boc调制采用了跳频二进制偏移副载波，所以fh-boc基带信号是恒包络二值化信号，因此，可以使用数字处理技术生成fh-boc信号，这克服了传统跳频系统频率跳变时造成的载波相位不连续性，并且降低了硬件实现的复杂度；因为fh-boc调制的频率跳变是在副载波上实现的，对射频载波没有影响，所以不影响用户接收机进行载波相位测量和多普勒测量，也就是不影响用户接收机高精度定位和测速；fh-boc的功率谱是对称双边带谱，用户接收机只处理其中的一个边带就能解算出所有的测量和数据信息，所以可以基于恒包络复用技术扩展fh-boc来提高功率放大器的效率；fh-boc调制有二维多址空间，所以fh-boc调制比同等条件下的boc调制具有更大的用户容量。

附图说明

图1是fh-boc调制信号频率合成法生成框图；

图2是fh-boc调制信号查表法生成框图；

图3是fh-boc调制信号实例的时序图；

图4是fh-boc调制信号实例的自相关函数；

图5是fh-boc调制信号实例的功率谱密度；

具体实施方式

以下结合附图对本发明进一步说明：

请参阅图1至图5，一种低模糊抗干扰导航信号副载波跳频调制方法，包括以下步骤：

步骤1，基于频率为f0的基准时钟clk0分频生成频率为fd的数据电文生成驱动时钟clk1，采用clk1控制导航电文生成器生成导航电文，并编排成二进制数据码d(t)；

步骤2，基于基准时钟clk0倍频生成频率为fc的伪码生成驱动时钟clk2，fc为f0的整数倍；采用clk2控制伪码生成器生成包含码片长度为tc，一个周期内有n个码片，即周期为ntc的伪码，并与数据码d(t)模二和运算生成调制数据码的伪码ak；

步骤3，基于基准时钟clk0生成频率为fν的跳频图案生成驱动时钟clk3，跳频图案是控制跳频系统频率跳变的指令序列；采用clk3控制跳频图案生成器生成跳频图案序列{ck}，伪码频率fc是跳频图案频率fν，即跳速的整数倍，跳频图案的周期是伪码周期的整数倍；

步骤4，根据跳频图案序列生成跳频二进制偏移副载波；

步骤5，将调制数据码的伪码ak与跳频二进制偏移副载波进行模二和运算，生成导航基带信号。

步骤4中生成方法为：对跳频图案序列进行指令译码，在跳频指令的控制下，频率合成器生成频率跳变的副载波驱动时钟clk4，其频率跳变的范围为m表示频率合成器能够生成的频点数目，每个频点的频率为伪码频率fc的整数倍；采用时钟clk4的控制副载波生成器生成跳频二进制偏移副载波。

步骤4中生成方法为：将频率跳变范围内的m个频点的跳频二进制偏移副载波的符号预先写入查找表lut，对跳频图案序列进行指令译码，在跳频指令的控制下，根据预存的副载波符号查找表，输出对应的副载波符号，生成跳频二进制偏移副载波。

调制信号采用跳频副载波。

调制信号采用跳频副载波的波形为跳频二进制偏移副载波。

基带信号的解析形式可以表示为：

式中，ak表示调制数据的伪码，跳频二进制偏移副载波符号，tc表示伪码码片的长度，表示对应于第k个伪码码片的副载波频率。

本发明基于扩频技术，提出了一种跳频二进制偏移副载波调制体制，简称为fh-boc。

1.fh-boc的数学模型

fh-boc基带信号的解析形式可以表示为：

式中，ak表示调制数据的伪码，跳频二进制偏移副载波符号，tc表示伪码码片的长度，表示对应于第k个伪码码片的副载波频率，一般是正弦或者余弦相位，可以表示为：

本发明中，用表示fh-boc调制，表示包含m个频点的跳频集合跳频集合中的元素是一组单增等差数列，采用fd表示方差，也就是最小跳频间隔，则fd可表示为：

式中，fc＝1/tc表示扩频码速率。

在上述定义的参数之外，还有一些必要的参数来描述fh-boc调制。跳频二进制副载波的跳速用fv表示，一般假设跳速fv的等于扩频码速率fc；跳频图案{ck}控制着跳频二进制副载波的跳变规律，本发明中假设跳频图案的频点分布服从均匀分布且周期是伪码周期的整数倍；跳频带宽用bs表示，定义为：

bs＝m×fd

为了与boc调制技术保持一致，的缩写形式可以表示为fh-boc(αm-1:d:α0,β)：

f0表示系统的基准时钟，{αm-1:d:α0}的元素是一组等差数列，对应于跳频二进制偏移副载波的跳频集合，其方差d必须满足下式：

αi＝α0+i×d,i＝0，1,2,...,m-1

上述定义的参数[α,β,d]为整数，α应为β的整数倍

根据上述定义，fh-boc调制的数学模型可以表示为：

当跳频二进制偏移副载波采用正弦相位时，fh-boc调制信号的功率谱密度可以表示为：

上式中，ni＝αi/β，sinc(x)表示运算sin(πx)/πx。

当跳频二进制偏移副载波采用余弦相位时，fh-boc调制信号的功率谱密度可以表示为：

2.fh-boc调制的参数选择方案

本发明提供了两种优选的fh-boc调制的参数方案，fh-boc(αm-1:d:α0,β)包含四个参数，通过调节参数能够优化fh-boc调制的时谱特性。本发明提出一种fh-boc(αm-1:1:1,1)参数选择方案，同等条件下，fh-boc(αm-1:1:1,1)具有最低的自相关函数副峰模糊，最优越的匿踪性，抗窄带干扰和抗多径干扰性能；本发明提出一种fh-boc(αm-1:1:α0,1),α0≥1参数选择方案，通过增加参数α0，可以把信号功率从频带的中心频点分离，提高信号的谱分离性能和跟踪精度。

3.fh-boc调制信号生成实例

给定基准频率f0＝1.023mhz,本发明给出了fh-boc(14:1:1,1)信号的生成实例：

(1)基于频率为f0的基准时钟clk0分频生成频率为fd的数据电文生成驱动时钟clk1，采用clk1控制导航电文生成器生成导航电文，并编排成二进制数据码d(t)；

(2)基于基准时钟clk0倍频生成频率为1.023mhz的伪码生成驱动时钟clk2；采用clk2控制伪码生成器生成包含码片长度为10^-6/1.023秒，一个周期内有1023个码片，周期为1毫秒的伪码，并与数据码d(t)模二和运算生成调制数据码的伪码ak；

(3)基于基准时钟clk0生成频率为1.023mhz的跳频图案生成驱动时钟clk3，采用clk3控制跳频图案生成器生成跳频图案序列{ck}；

(4)本发明提供两种fh-boc(14:1:1,1)副载波生成方法：

(4-1)对跳频图案序列进行指令译码，在跳频指令的控制下，频率合成器生成频率跳变的副载波驱动时钟clk4，其频率跳变的范围为{1.023,2.046,..,14.322}mhz，总共包含14个跳频频点；采用时钟clk4的控制副载波生成器生成fh-boc(14:1:1,1)副载波；

(4-2)将频率跳变范围内的14个频点的跳频二进制偏移副载波的符号预先写入查找表，对跳频图案序列进行指令译码，在跳频指令的控制下，根据预存的副载波符号查找表，输出对应的副载波符号，生成fh-boc(14:1:1,1)副载波。

(5)将调制数据码的伪码ak与跳频二进制偏移副载波进行模二和运算，生成fh-boc(14:1:1,1)基带信号。

图3给出了一个实例fh-boc(14:1:1,1)的时序图；图4给出了实例fh-boc(14:1:1,1)和fh-boc(11:1:7,1)的自相关函数，并与具有相同带宽的boc(10,5)的自相关函数进行对比，从图中可以得出，fh-boc(14:1:1,1)的自相关函数副峰远低于boc(10,5),说明fh-boc(14:1:1,1)自相关函数副峰模糊远低于boc(10,5),fh-boc(11:1:7,1)与boc(10,5)具有相同的自相关函数主瓣宽度，自相关函数第一副峰略低于boc(10,5)；图5给出了实例fh-boc(14:1:1,1)和fh-boc(11:1:7,1)的功率谱密度，并与具有相同带宽的boc(10,5)的功率谱密度进行对比,从图中可以得出，三种调制的功率谱都具有谱分裂性质，fh-boc(14:1:1,1)的功率均匀地分布在主瓣带宽内，而fh-boc(11:1:7,1)和boc(10,5)的功率分布在特定区域，fh-boc(14:1:1,1)功率谱最大值低于fh-boc(11:1:7,1)和boc(10,5)，因此,fh-boc(14:1:1,1)的匿踪性，抗干扰能力和抗系统内干扰能力优于fh-boc(11:1:7,1)和boc(10,5)。fh-boc(11:1:7,1)和boc(10,5)具有相似的自相关函数和功率谱密度，所以fh-boc(11:1:7,1)和boc(10,5)具有相似的测距和和抗干扰能力。

以上实验结果表明，本发明可以有效降低boc调制的自相关函数副峰模糊，并且具有优越的抗干扰能力，该调制体制可用于全球卫星导航系统信号体制设计，也可以用于室内导航，gnss增强系统和伪卫星定位系统等无线电导航信号体制设计。

以上包含了本发明数学模型和选择实例的说明，这是为了详细说明本发明的技术特征，并不是想要将发明内容限制在数学模型和实施例所描述的具体形式中，依据本发明内容主旨进行的其他修改和变型也受本专利保护。