时延失配校准方法及装置、计算机可读存储介质与流程

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种时延失配校准方法及装置、计算机可读存储介质。

背景技术：

极性(polar)发射系统直接使用锁相环(pll)调制相位信息，相比常规的直接正交变频发射系统，具有功耗与面积上的优势。

极性发射系统包括cordic模块，待发送的复信号输入至cordic模块之后得到相位信号与幅度信号。由于相位信号与幅度信号分别经由不同的电路处理，因此两路信号间会产生时延失配。

现有技术中，针对幅度信号与相位信号之间的时延失配，通常增加使用独立本振提供载波的反馈接收机，通过测量时延失配引起的信号质量恶化，迭代调整时延使得信号质量最优化。然而，对时延失配进行校准需要增加额外的电路，并且需要较长的时间才能够使得校准结果收敛。

技术实现要素：

本发明实施例解决的是如何快速且便捷地完成时延失配校准。

为解决上述技术问题，本发明实施例提供一种时延失配校准方法，包括：控制发射机发射第三信号；获取发射所述第三信号时的邻道泄漏比，所述邻道泄露比包括：当前信道的发射功率与泄漏至左侧信道的辐射功率的第一邻道泄露比，以及，当前信道的发射功率与泄漏至右侧信道的辐射功率的第二邻道泄露比；所述左侧信道对应的载波频率小于发射所述第三信号对应的当前信道的载波频率，所述当前信道的载波频率小于所述右侧信道对应的载波频率，所述当前信道为发送所述第三信号使用的信道；计算所述第一邻道泄漏比与所述第二邻道泄露比的第二差异值，并根据所述第二差异值确定第二时延调整值；采用所述第二时延调整值对所述幅度信号与所述相位信号之间的时延失配进行校准。

可选的，所述第二时延调整值与所述第二差异值正相关。

可选的，所述第三信号为非恒幅带限调制信号。

可选的，所述时延失配校准方法还包括：对相位信号所经过的低通通路与高通通路的时延失配进行校准。

可选的，所述对相位信号所经过的低通通路与高通通路的时延失配进行校准，包括：调整锁相环的环路带宽至第一带宽；控制发射机发射第一信号，所述锁相环位于所述发射机中；所述第一信号包括n个符号，且相邻比特值不等；获取所述发射机发射所述第一信号时，与所述n个符号一一对应的最大频偏，并计算n个最大频偏的平均值；调整所述锁相环的环路带宽至第二带宽，所述第二带宽与所述第一带宽不相等；控制所述发射机发射第二信号；所述第二信号包括m个符号，且相邻比特值不等；获取所述发射机发射所述第二信号时，与所述m个符号一一对应的最大频偏，并计算m个最大频偏的平均值；根据所述n个最大频偏的平均值与所述m个最大频偏的平均值之间的第一差异值，确定第一时延调整值；采用所述第一时延调整值对所述高通通路与所述低通通路的时延失配进行校准。

可选的，所述n个最大频偏的平均值与所述m个最大频偏的平均值之间的第一差异值，与所述第一时延调整值正相关。

可选的，在采用所述第一时延调整值对所述高通通路与所述低通通路的时延失配进行校准后，还包括：控制所述发射机重新发射所述第一信号；重新获取所述发射机发射所述第一信号时，与所述n个符号一一对应的最大频偏，并重新计算n个最大频偏的平均值；将重新计算得到的所述n个最大频偏的平均值与理论值进行比较，确定发射机高通通路与低通通路之间的增益失配程度。

可选的，在采用所述第一时延调整值对所述高通通路与所述低通通路的时延失配进行校准后，还包括：控制所述发射机重新发射所述第二信号；重新获取所述发射机发射所述第二信号时，与所述m个符号一一对应的最大频偏，并重新计算m个最大频偏的平均值；将重新计算得到的所述m个最大频偏的平均值与理论值进行比较，确定发射机高通通路与低通通路之间的增益失配程度。

可选的，所述第一信号为频移键控信号。

可选的，所述第二信号为频移键控信号。

为解决上述技术问题，本发明实施例还提供了一种时延失配校准装置，包括：控制单元，用于控制发射机发射第三信号；获取单元，获取发射所述第三信号时的邻道泄漏比，所述邻道泄露比包括：当前信道的发射功率与泄漏至左侧信道的辐射功率的第一邻道泄露比，以及，当前信道的发射功率与泄漏至右侧信道的辐射功率的第二邻道泄露比；所述左侧信道对应的载波频率小于发射所述第三信号对应的当前信道的载波频率，所述当前信道的载波频率小于所述右侧信道对应的载波频率，所述当前信道为发送所述第三信号使用的信道；计算单元，用于计算所述第一邻道泄漏比与所述第二邻道泄露比的第二差异值；确定单元，用于根据所述第二差异值确定所述第二时延调整值；校准单元，用于采用所述第二时延调整值对所述幅度信号与所述相位信号之间的时延失配进行校准。

本发明实施例还提供了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质为非易失性存储介质或非瞬态存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器运行时执行上述所述的任一种时延失配标准方法的步骤。

本发明实施例还提供了另一种时延失配校准装置，包括存储器和处理器，所述存储器上存储有可在所述处理器上运行的计算机程序，所述处理器运行所述计算机程序时执行上述所述的任一种时延失配标准方法的步骤。

与现有技术相比，本发明实施例的技术方案具有以下有益效果：

获取发射第三信号时的第一邻道泄露比与第二邻道泄露比，计算第一邻道泄露比与第二邻道泄露比的第二差异值，根据第二差异值确定第二时延调整值，进而对幅度信号与相位信号之间的时延失配进行校准，可以快速且便捷地完成时延失配校准。

此外，将锁相环的环路带宽调整至不同值，分别获取不同锁相环的环路带宽下对应的最大频偏的平均值，对不同锁相环的环路带宽下对应的最大频偏的平均值做差得到第一差异值，根据第一差异值确定第一时延调整值，进而采样第一时延调整值进行时延失配校准，实现相位信号高通通路与低通通路之间的时延失配校准。在进行相位信号高通通路与低通通路之间的时延失配校准时无需采用收敛算法，也无需增加额外的测量电路，因此，能够快速且便捷地完成时延失配校准。

附图说明

图1是本发明实施例中的一种时延失配校准方法的流程图；

图2是现有的一种幅度信号与相位信号之间时延失配与aclr的关系示意图；

图3是本发明实施例中的另一种时延失配校准方法的流程图；

图4是现有的一种信号最大频偏平均值与锁相环的环路带宽以及时延失配的关系示意图；

图5是本发明实施例中的一种时延失配校准装置的结构示意图；

图6是现有的一种应用两点调制技术的极性发射系统的结构示意图。

具体实施方式

参照附图6，给出了现有的一种应用两点调制技术的极性发射系统的结构示意图。如图6所示，发射信号为复信号。复信号输入至cordic模块的同相分量输入端i以及正交分量输入端q，得到幅度信号am以及相位信号pm。幅度信号am经过am数/模转换器(amdac)以及低通滤波器(lpf)，输入至功率放大器(pa)。相位信号pm经过微分运算模块(d/dt)得到调频信号fm。调频信号fm经过两个通路输入至锁相环，锁相环由sigma-delta调制器(sdm)、分频器、相位/频率检测器(pfd)、电荷泵(cp)、环路滤波器(loopfilter)以及压控振荡器(vco)组成。

其中，一路调频信号经过sigma-delta调制器(sdm)输入至分频器，控制锁相环的分频比，该通路的传输函数呈低通特性，为两点调制中的低通通路；另一路调频信号经过相位数模转换器(pmdac)过低通滤波器(lpf)之后输入至vco，以电压的形式控制vco的震荡频率，该通路的传输函数呈高通特性，为两点调制中的高通通路。

由图6可知，待发送的复信号输入至cordic模块之后得到相位信号与幅度信号。由于相位信号与幅度信号分别经由不同的电路处理，因此两路信号间会产生时延失配。

针对幅度信号与相位信号之间的时延失配，通常增加使用独立本振提供载波的反馈接收机，通过测量时延失配引起的信号质量恶化，迭代调整时延使得信号质量最优化。

继续参照图6，应用两点调制技术的极性发射系统还可以包括耦合器以及反馈接收机。反馈接收机包括低通滤波器(lpf)、乘法器以及模数转换器(adc)、90°移相器。

反馈接收机可以接收pa输出的信号，对其进行相应的低通滤波处理以及模数转换处理之后，得到反馈接收信号。

可见，现有技术中，对时延失配进行校准需要增加额外的电路，并且需要较长的时间才能够使得校准结果收敛。

在本发明实施例中，获取发射第三信号时的第一邻道泄露比与第二邻道泄露比，计算第一邻道泄露比与第二邻道泄露比的第二差异值，根据第二差异值确定第二时延调整值，进而对幅度信号与相位信号之间的时延失配进行校准，可以快速且便捷地完成时延失配校准。

为使本发明的上述目的、特征和有益效果能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施例做详细的说明。

本发明实施例提供了一种时延失配校准方法，参照图1，以下通过具体步骤进行详细说明。

参照图1，给出了本发明实施例中的一种时延失配校准方法的流程图。

步骤s101，控制所述发射机发射第三信号。

在具体实施中，可以控制发射机发射第三信号，第三信号可以为非恒幅带限调制信号。

步骤s102，获取发射所述第三信号时的邻道泄露比。

在具体实施中，发射机在发射第三信号时，会对当前载波附近的其他载波产生相应的干扰。在现有技术中可知，邻道泄露比(aclr)为主信道的发射功率与其落到相邻信道的辐射功率的比值。

发射机在通过当前信道发射第三信号时，当前信道的发射功率会泄漏到左侧信道以及右侧信道等相邻信道。在本发明实施例中，左侧信道的载波频率小于当前信道的载波频率，右侧信道的载波频率大于当前信道的载波频率。

在本发明实施例中，当前信道的发射功率与泄漏到左侧信道的辐射功率的比值为第一邻道泄露比aclr1，当前信道的发射功率与泄漏到右侧信道的辐射功率的比值为第二邻道泄露比aclr2。

在具体实施中，左侧信道可以在频率上紧邻当前信道，右侧信道也可以在频率上紧邻当前信道。例如，信道间隔为25khz，则左侧信道、当前信道以及右侧信道的频率值分别为f-25khz、f、f+25khz。

步骤s103，计算所述第一邻道泄露比与所述第二邻道泄露比的第二差异值。

在具体实施中，在获取到第一邻道泄露比与第二邻道泄露比之后，可以计算第一邻道泄露比与第二邻道泄露比的差异值，作为第二差异值。

在具体实施中，第二差异值表征第一邻道泄露比aclr1与第二邻道泄露比aclr2的差异。第二差异值可以采用如下公式计算得到：|aclr1-aclr2|，也即求取第一邻道泄露比aclr1与第二邻道泄露比aclr2之差的绝对值。

参照图2，给出了现有的一种幅度信号与相位信号之间时延失配与aclr的关系示意图。图2中，横坐标为时延失配(delaymismatch)，纵坐标为aclr。第一邻道泄露比aclr1对应的左侧信道与当前信道的频率差为2mhz，第二邻道泄露比aclr2对应的右侧信道与当前信道的频率差为2mhz。

从图2中可知，在幅度信号与相位信号之间的时延失配较小时，第一邻道泄露比aclr1与第二邻道泄露比aclr2之间的第二差异值较小。随着幅度信号与相位信号之间的时延失配增加，第一邻道泄露比aclr1与第二邻道泄露比aclr2之间的第二差异值逐渐增大。

当幅度信号提前于相位信号时，第一邻道泄露比aclr1大于第二邻道泄露比；当相位信号提前于幅度信号时，第一邻道泄露比aclr1小于第二邻道泄露比。

步骤s104，根据所述第二差异值确定第二时延调整值。

在具体实施中，在计算得到第二差异值之后，即可根据第二差异值确定第二时延调整值。

在本发明实施例中，第二时延调整值与|aclr1-aclr2|正相关。换而言之，|aclr1-aclr2|越大，则第二时延调整值越大；|aclr1-aclr2|越小，则第二时延调整值越小。

在具体实施中，当幅度信号与相位信号之间不存在时延失配时，|aclr1-aclr2|的值较小，接近于0。当幅度信号提前于相位信号时，aclr1大于aclr2；当相位信号提前于幅度信号时，aclr2大于aclr1。

在|aclr1-aclr2|的值较小时，意味着幅度信号与相位信号之间不存在时延失配，或者幅度信号与相位信号之间的时延失配较小，对系统性能影响较小，因此无需进行时延失配校准。

因此，在本发明实施例中，可以设置在第二时延调整值大于预设的第二阈值的情况下，才根据第二差异值确定以时延调整值。当第二差异值不大于第二阈值时，无需确定第二时延调整值，也就无需进行时延失配校准。

在具体实施中，可以通过预设的测量仪器测量第一邻道泄露比与第二邻道泄露比，例如，通过包含独立本振的反馈接收机，对第一邻道泄露比与第二邻道泄露比进行测量并输出。

步骤s105，采用所述第二时延调整值对所述幅度信号与所述相位信号之间的时延失配进行校准。

在具体实施中，在确定了第二时延调整值之后，即可对幅度信号与相位信号之间的时延失配进行相应的校准，使得幅度信号与相位信号之间的时延失配接近于0。通过降低幅度信号与相位信号之间的时延失配，可以有效地避免发射信号质量的恶化。

在具体实施中，在对幅度信号与相位之间的时延失配进行校准时，若幅度信号提前于相位信号，则将幅度信号延后第二时延调整值；相应地，若相位信号提前于幅度信号，则将相位信号延后第二时延调整值。

也就是说，对于幅度信号与相位信号，哪一个信号提前，则对该信号延迟第二时延调整值。

由上可见，本发明实施例中，将锁相环的环路带宽调整至不同值，分别获取不同锁相环的环路带宽下对应的最大频偏的平均值，对不同锁相环的环路带宽下对应的最大频偏的平均值做差得到第一差异值，根据第一差异值确定第一时延调整值，进而采样第一时延调整值进行时延失配校准。进行时延失配校准无需采用收敛算法，也无需增加额外的测量电路，因此，能够快速且便捷地完成时延失配校准。

继续参照图6，从图6中可以得知，高通通路的信号与低通通路的信号会经过不同的电路，产生时延失配。现有技术中，可以在压控振荡(vco)处增加额外的测量电路，使用自适应收敛算法调整时延失配校准。然而，对时延失配进行校准需要增加额外的电路，并且需要较长的时间才能够使得校准结果收敛。

为解决上述技术问题，在本发明实施例中，在对相位信号与幅度信号之间的时延失配进行校准之前，还可以对高通通路的信号与低通通路的信号之间的时延失配进行校准。也就是说，在执行步骤s101之前，可以先执行如下步骤s301～步骤s308。

参照图3，给出了本发明实施例中的另一种时延失配校准方法的流程图。

步骤s301，调整锁相环的环路带宽至第一带宽。

在具体实施中，可以通过控制器向锁相环输出控制信号，以对锁相环的环路带宽进行调整；也可以预先设置控制字，在检测到触发带宽调整时，通过控制字调整锁相环的环路带宽。可以理解的是，还可以存在其他调整锁相环的环路带宽的方式，具体的调整锁相环的环路带宽的方式并不对本发明的保护范围构成限制。

在本发明实施例中，调整锁相环的环路带宽，可以先将锁相环的环路带宽调整至第一带宽。在具体应用中，可以根据具体的应用需求选择第一带宽。

步骤s302，控制所述发射机发射第一信号。

在具体实施中，在将锁相环的环路带宽调整至第一带宽之后，可以生成第一信号，并控制发射机发射第一信号。进行第一信号发射的发射机包括上述的锁相环。

在本发明实施例中，第一信号可以由n个符号组成，且相邻两个符号对应的比特值不等。第一信号可以为频移键控信号(fsk)。

例如，第一信号由4个fsk符号组成，发送的信息比特为0101。又如，第一信号由6个fsk符号组成，发送的信息比特为101010。

换而言之，在本发明实施例中，所生成的第一信号的信息比特是0、1交替出现的数据流。

步骤s303，获取所述发射机发射所述第一信号时，与所述n个符号一一对应的最大频偏，并计算n个最大频偏的平均值。

在具体实施中，在通过发射机将第一信号发射后，可以获取与n个符号一一对应的最大频偏，得到n个最大频偏，并计算n个最大频偏的平均值。

在本发明实施例中，第一信号由n个fsk符号组成。因此，可以获取n个fsk一一对应的最大频偏，求取n个最大频偏的平均值为freq1。

在具体应用中，可以通过预设的测量仪器测量每个fsk对应的最大频偏，例如，通过包含独立本振的反馈接收机对fsk符号的最大频偏进行测量并输出。

步骤s304，调整所述锁相环的环路带宽至第二带宽。

在具体实施中，在完成步骤s301～步骤s303之后，可以对锁相环的环路带宽进行再次调整，将锁相环的环路带宽调整至第二带宽，第二带宽与第一带宽不相等。具体的对锁相环的环路带宽进行调整的具体过程及原理可以参照上述步骤s301，本发明实施例不做赘述。

在本发明实施例中，可以设定第一带宽为锁相环的环路带宽的最大值，设定第二带宽为锁相环的环路带宽的最小值；也可以设定第一带宽为锁相环的环路带宽的最小值，设定第二带宽为锁相环的环路带宽的最大值；还可以设定第一带宽为锁相环的环路带宽的中间值，第二带宽为锁相环的环路带宽的最大值或最小值中的一个。

可以理解的是，第一带宽与第二带宽还可以设定为其他值，只要二者均处于锁相环的环路带宽的范围之内，且二者不同即可。

步骤s305，控制所述发射机发射第二信号。

在具体实施中，在将锁相环的环路带宽调整至第二带宽之后，可以生成第二信号，并控制发射机发射第二信号。进行第二信号发射的发射机包括上述的锁相环。

在本发明实施例中，第二信号可以由m个符号组成，且相邻两个符号对应的比特值不等。第m信号可以为频移键控信号(fsk)。

例如，第二信号由4个fsk符号组成，发送的信息比特为0101。又如，第二信号由6个fsk符号组成，发送的信息比特为101010。

换而言之，在本发明实施例中，所生成的第二信号的信息比特是0、1交替出现的数据流。

步骤s306，获取所述发射机发射所述第二信号时，与所述m个符号一一对应的最大频偏，并计算m个最大频偏的平均值。

在具体实施中，在通过发射机将第二信号发射后，可以获取与m个符号一一对应的最大频偏，得到m个最大频偏，并计算m个最大频偏的平均值。

在本发明实施例中，第二信号由m个fsk符号组成。因此，可以获取m个fsk一一对应的最大频偏，求取m个最大频偏的平均值为freq2。

在具体应用中，可以通过预设的测量仪器测量每个fsk对应的最大频偏，例如，通过包含独立本振的反馈接收机对fsk符号的最大频偏进行测量并输出。

在本发明实施例中，第一信号可以与第二信号相同，也即第一信号对应的信息比特个数与第二信号对应的信息比特个数相等，且每一信息比特位的值也相等。第一信号也可以与第二信号不同，二者均满足相邻比特位的值不等。

在具体实施中，步骤s301～步骤s303与步骤s304～步骤s306之间并无逻辑上的先后顺序。在具体执行过程中，可以先执行步骤s301～步骤s303，再执行步骤s304～步骤s306；也可以先执行步骤s304～步骤s306，后执行步骤s301～步骤s303。若发射机包括两根或更多根天线，能够同时发射第一信号以及第二信号，则可以同时执行步骤s301～步骤s303与步骤s304～步骤s306。

参照图4，给出了现有的一种信号最大频偏平均值与锁相环的环路带宽以及时延失配的关系示意图。以蓝牙协议中的le2m信号为例，即高斯频移键控(gfsk)信号，符号速率为2mbps，每个符号对应的频率偏移最大为±500khz，在信息比特为重复0101时，每个fsk符号的最大频偏平均值与锁相环带宽、时延失配程度的关系如图4所示。图4中横坐标为锁相环的环路带宽，纵坐标为信号最大频偏平均值。

图4中，当高通通路比低通通路提前20ns时，也即二者之间的时延失配(delaymismatch)为-20ns时，锁相环的环路带宽为1000khz时对应的信号最大频偏平均值约为410khz，锁相环的环路带宽为100khz时对应的信号最大频偏平均值约为438khz，二者之间的差值为-28khz。

当高通通路比低通通路提前10ns时，也即二者之间的时延失配为-10ns时，锁相环的环路带宽为1000khz时对应的信号最大频偏平均值约为425khz，锁相环的环路带宽为100khz时对应的信号最大频偏平均值约为440khz，二者之间的差值为-15khz。

当高通通路与低通通路之间的时延失配约等于0ns时，也即二者之间的时延失配为0ns时，锁相环的环路带宽为1000khz时对应的信号最大频偏平均值约为440khz，锁相环的环路带宽为100khz时对应的信号最大频偏平均值约为442khz，二者之间的差值为-2khz。

当高通通路比低通通路延后10ns时，也即二者之间的时延失配为10ns时，锁相环的环路带宽为1000khz时对应的信号最大频偏平均值约为455khz，锁相环的环路带宽为100khz时对应的信号最大频偏平均值约为445khz，二者之间的差值为10khz。

当高通通路比低通通路延后20ns时，也即二者之间的时延失配为20ns时，锁相环的环路带宽为1000khz时对应的信号最大频偏平均值约为470khz，锁相环的环路带宽为100khz时对应的信号最大频偏平均值约为458khz，二者之间的差值为22khz。

可见，高通通路与低通通路之间的时延失配越大，在相同的锁相环的环路带宽下，二者的信号最大频偏平均值的差也越大。

步骤s307，根据所述n个最大频偏的平均值与所述m个最大频偏的平均值之间的第一差异值，确定第一时延调整值。

在具体实施中，通过步骤s303计算得到n个最大频偏的平均值，通过步骤s306计算得到m个最大频偏的平均值，将两个平均值相减并求取差值的绝对值，得到两个平均值对应的第一差异值，并根据得到的第一差异值确定第一时延调整值。

在本发明实施例中，为简化描述，可以将通过步骤s303计算得到的n个最大频偏的平均值称为第一平均值freq1，将通过步骤s306计算得到的n个最大频偏的平均值称为第二平均值freq2。根据第一平均值freq1与第二平均值freq2的差值，可以确定第一时延调整值。

在具体实施中，第一平均值freq1与第二平均值freq2的第一差异值为表征第一平均值freq1与第二平均值freq2之间的变化量。计算第一平均值freq1与第二平均值freq2的第一差异值为：|freq1-freq2|。

在本发明实施例中，第一时延调整值与|freq1-freq2|正相关。换而言之，|freq1-freq2|越大，则第一时延调整值越大；|freq1-freq2|越小，则第一时延调整值越小。

在具体实施中，当高通通路与低通通路之间不存在时延失配时，|freq1-freq2|的值较小，接近于0。当高通通路中的信号比低通通路中的信号提前时，freq1小于freq2；当低通通路中的信号比高通通路中的信号提前时，freq1大于freq2＞0。

在|freq1-freq2|的值较小时，意味着高通通路与低通通路之间不存在时延失配，或者高通通路与低通通路之间的时延失配较小，对系统性能影响较小，因此无需进行时延失配校准。

因此，在本发明实施例中，可以设置在第一时延调整值大于预设的第一阈值的情况下，才根据第一差异值确定以时延调整值。当第一差异值不大于第一阈值时，无需确定第一时延调整值，也就无需进行时延失配校准。

步骤s308，采用第一时延调整值进行时延失配校准。

在具体实施中，在得到第一时延调整值之后，即可对高通通路或者低通通路进行时延失配校准。

在本发明实施例中，对高通通路或者低通通路进行时延失配校准时，若高通通路中的信号比低通通路中的信号提前，则采用第一时延调整值对高通通路进行时延失配校准。在对高通通路进行时延失配校准时，将高通通路中的信号延迟第一时延调整值。

相应地，若低通通路中的信号比高通通路中的信号提前，则采用第一时延调整值对低通通路进行时延失配校准。在对低通通路进行时延失配校准时，将低通通路中的信号延迟第一时延调整值。

也就是说，高通通路与低通通路中，哪一路中的信号提前，则对该路进行时延失配校准，将该路中的信号延迟第一时延调整值。

在具体实施中，在采用第一时延调整值进行时延失配校准之后，还可以再次控制发射机重新发射第一信号。在发射机重新发射第一信号时，重新获取与n个符号一一对应的最大频偏，并重新计算n个最大频偏的平均值；之后，将重新计算得到的n个最大频偏的平均值与理论值进行比较，根据重新计算得到的n个最大频偏的平均值与理论值的差异，确定发射机高通通路与低通通路之间的增益失配程度。

在具体实施中，在采用第一时延调整值进行时延失配校准之后，还可以再次控制发射机重新发射第二信号。在发射机重新发射第二信号时，重新获取与m个符号一一对应的最大频偏，并重新计算m个最大频偏的平均值；之后，将重新计算得到的m个最大频偏的平均值与理论值进行比较，根据重新计算得到的m个最大频偏的平均值与理论值的差异，确定发射机高通通路与低通通路之间的增益失配程度。

在具体实施中，采用上述步骤s301～步骤s308，完成对相位信号的时延失配进行校准。

在具体实施中，可以先执行幅度信号与相位信号的时延失配校准，也即先执行步骤s101～步骤s105；后执行相位信号的时延失配校准，也即后执行上述步骤s301～步骤s308。

在具体实施中，也可以先执行相位信号的时延失配校准，也即先执行上述步骤s301～步骤s308；后执行幅度信号与相位信号的时延失配校准，也即后执行步骤s101～步骤s105。

若先执行相位信号的时延失配校准(也即高通通路与低通通路的时延失配校准)，在完成高通通路与低通通路的时延失配校准之后，若需要对相位信号延迟第二时延调整值，则对完成高通通路与低通通路时延校准后的相位信息延迟第二时延调整值。

举例而言，初始的相位信号为pm0，在完成高通通路与低通通路的时延失配校准后，得到相位信号为pm1，继续进行幅度信号与相位信号的时延失配校准。相位信号提前于幅度信号，确定第二时延调整值为t2，则将相位信号pm1延迟t2，得到最终的相位信号pm2。

相应地，若先执行幅度信号与相位信号的时延失配校准，在完成校准之后，根据校准后的相位信号执行相应的高通通路与低通通路的时延失配校准。

举例而言，初始的高通通路的信号为p0，在完成幅度信号与相位信号的时延失配校准之后，由于相位信号提前于幅度信号，则将相位信号延迟第二时延调整值t2，此时，高通通路的信号延迟时长t2。高通通路提前于低通通路，第一时延调整值为t1，则将高通通路的信号再延迟时长t1。因此，实质上是对高通通路的信号p0延迟了时长t1+t2。

参照图5，给出了本发明实施例中的一种时延失配校准装置50，包括：控制单元501、获取单元502、计算单元503、确定单元504以及校准单元505，其中：

控制单元501，用于控制发射机发射第三信号；

获取单元502，获取发射所述第三信号时的邻道泄漏比，所述邻道泄露比包括：当前信道的发射功率与泄漏至左侧信道的辐射功率的第一邻道泄露比，以及，当前信道的发射功率与泄漏至右侧信道的辐射功率的第二邻道泄露比；所述左侧信道对应的载波频率小于发射所述第三信号对应的当前信道的载波频率，所述当前信道的载波频率小于所述右侧信道对应的载波频率，所述当前信道为发送所述第三信号使用的信道；

计算单元503，用于计算所述第一邻道泄漏比与所述第二邻道泄露比的第二差异值；

确定单元504，用于根据所述第二差异值确定所述第二时延调整值；

校准单元505，用于采用所述第二时延调整值对所述幅度信号与所述相位信号之间的时延失配进行校准。

在具体实施中，上述的各个单元的具体工作流程可以参照上述所述的步骤s101～步骤s105，本发明实施例不做赘述。

本发明实施例还提供了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质为非易失性存储介质或非瞬态存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器运行时执行上述任一实施例所述的时延失配校准方法的步骤。

本发明实施例还提供了另一种时延失配校准装置，包括存储器和处理器，所述存储器上存储有可在所述处理器上运行的计算机程序，所述处理器运行所述计算机程序时执行上述任一实施例所述的时延失配校准方法的步骤。

本领域普通技术人员可以理解上述实施例的各种方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指示相关的硬件来完成，该程序可以存储于一计算机可读存储介质中，存储介质可以包括：rom、ram、磁盘或光盘等。

虽然本发明披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。