一种水声OFDM通信非均匀多普勒频偏抑制方法和系统

一种水声ofdm通信非均匀多普勒频偏抑制方法和系统
技术领域
1.本发明属于水声无线通信技术领域，更具体地，涉及一种水声ofdm(orthogonal frequency division multiplexing，正交频分复用)通信非均匀多普勒频偏抑制方法和系统。


背景技术：

2.ofdm技术通过将高速串行传输的数据流转换为低速并行传输的数据流以及添加循环前缀等操作，可以有效抑制多径时延造成的符号间干扰。此外，ofdm通过子载波间正交性进行解调，因此允许子载波频谱相互重叠，从而可以有效提升系统频谱效率。ofdm技术所具有的这些优势可以克服水声信道的很多恶劣条件，因此被认为是实现高速水声通信的一种重要技术手段。
3.对于ofdm通信系统，由于其解调依赖于子载波间的正交性，对于频率偏移十分敏感，而水声信道具有强烈的多普勒效应，会导致载波发生频率偏移，从而引起载波间干扰，使得ofdm载波间的正交性被严重破坏，系统信号检测性能大幅下降，甚至无法工作。因此，想要实现数据的精准检测，需要对载波频偏进行抑制。
4.但是，由于载波频率与信号带宽的比值很小，水声信道本质上呈现出一种宽带的特性，信号经过信道在多普勒效应影响下会产生非均匀频率偏移，即各个子载波频偏大小与子载波自身频率相关，同时，信号在时域会发生展宽或压缩的尺度变化，很难对信号时域尺度变化以及非均匀频率偏移进行统一补偿。因此，一种性能优良的水声ofdm通信非均匀多普勒频偏抑制方法亟待研究。
5.现有ofdm通信系统均采用块多普勒估计算法来实现多普勒因子估计(例如：cn107426120a、cn107454024a等)，其思想是利用原始的同步信号与整个接收信号进行相关运算。采用原始同步信号与整个接收信号进行相关运算，相关运算结果会在首部和尾部产生两个峰值，这两个峰值之间的长度即为接收信号的长度。然而，考虑到水声信道的恶劣条件，信号在经过信道传输之后，会受到严重的多径效应、多普勒效应以及噪声等影响，产生畸变，两端的同步信号会受到相应信道影响，导致与原始的同步信号之间相关性降低，出现相关峰峰值下降、分裂等问题，致使检测性能大幅下降，从而影响多普勒频偏抑制的效果。


技术实现要素：

6.针对现有技术的缺陷和改进需求，本发明提供了一种水声ofdm通信非均匀多普勒频偏抑制方法和系统，其目的在于利用一种新的信道自适应多普勒估计方法，对信道多普勒因子进行高精准估计，从而确定重采样率，进而通过时域重采样操作对信号时域尺度变化进行消除，同时补偿各子载波的非均匀多普勒频率偏移，使得载波正交性得以恢复，显著提升系统的信号检测性能。
7.为实现上述目的，按照本发明的第一方面，提供了一种水声ofdm通信非均匀多普勒频偏抑制方法，发送机在发送信号的首部和尾部分别添加lfm同步信号，该方法应用于接
收机，包括：
8.s1.将lfm同步信号长度t
l
、多普勒因子最大可能值α
max
和原始发送信号长度t
t
作为先验信息，对基带接收信号的首部和尾部同步信号分别进行截取；
9.s2.截取到的首尾两个同步信号进行互相关运算，得到相关峰位置，作为基带接收数据信号长度相对于原始发送信号长度的变化量；
10.s3.结合该变化量，估计基带接收数据信号长度
11.s4.估计信道多普勒因子
[0012][0013]
s5.以重采样率对基带接收信号进行时域重采样；
[0014]
s6.对重采样后的基带接收信号去除掉首部和尾部长度为t
l
的信号，得到频偏补偿后的接收数据信号。
[0015]
优选地，步骤s1中，截取基带接收信号头部长度为t
l
的信号，作为首部同步信号，截取基带接收信号处至尾端的所有信号，作为尾部同步信号。
[0016]
优选地，步骤s2中，对截取得到的首尾同步信号进行互相关运算：
[0017][0018]
其中，c(τ)为互相关运算的结果，τ为信号时延，y(t)为基带接收信号，y
*
(t)为y(t)的共轭信号。
[0019]
优选地，步骤s3中，估计出接收数据信号长度：
[0020][0021]
其中，δτ为相关峰位置。
[0022]
为实现上述目的，按照本发明的第二方面，提供了一种水声ofdm通信非均匀多普勒频偏抑制系统，包括：计算机可读存储介质和处理器；
[0023]
所述计算机可读存储介质用于存储可执行指令；
[0024]
所述处理器用于读取所述计算机可读存储介质中存储的可执行指令，执行第一方面所述的水声ofdm通信非均匀多普勒频偏抑制方法。
[0025]
为实现上述目的，按照本发明的第三方面，提供了一种计算机可读存储介质，包括存储的计算机程序；
[0026]
所述计算机程序被处理器执行时，控制所述计算机可读存储介质所在设备执行第一方面所述的水声ofdm通信非均匀多普勒频偏抑制方法。
[0027]
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：
[0028]
本发明利用同步信号长度、发送信号长度以及当前应用场景下最大多普勒因子可能值作为先验信息，截取接收信号的首尾同步信号，截取得到的两个同步信号进行相关运
算，根据唯一的相关峰位置，确定多普勒因子估计值。由于截取所得的两段同步信号受到相似的信道特性影响，仍具有良好的相关特性，可以自动匹配不同的水声多径信道，因此本发明相较于传统的块多普勒估计方法，精度更高，自适应能力更强。多普勒因子估计精度的提升，使得ofdm通信系统的非均匀多普勒频偏抑制性能进一步提升，有效补偿了由水声信道多普勒效应所引起的信号时域尺度变化以及载波非均匀频率偏移，使得ofdm通信系统的载波间正交性得以恢复，提升系统的检测性能。
[0029]
此外，由于接收机与发送机相对运动的不同情况会使得接收信号长度展宽或者收缩，为确保无论在何种情况下都可以截取得到同步信号，因此利用最大多普勒因子可能值这一先验信息对信号进行截取，从而建立统一的算法架构。
[0030]
最后，本发明只截取首尾两部分信号进行互相关运算，大大降低了算法的计算开销。本发明在高多普勒因子和大子载波数的情况下，系统性能可以得到显著提升。
附图说明
[0031]
图1是本发明中系统发送数据帧结构示意图；
[0032]
图2是本发明中截取同步信号操作示意图，包括信号尺度扩展(α《0)和信号尺度压缩(α》0)两种情况；
[0033]
图3是本发明测试时采用的仿真水声信道路径增益示意图；
[0034]
图4是本发明与现有方法多普勒因子估计性能的测试结果图；
[0035]
图5是本发明与块多普勒估计方法以及无重采样处理方法在差分相干检测系统中的信号检测性能的测试结果图。
具体实施方式
[0036]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
[0037]
本发明提供了一种水声ofdm通信非均匀多普勒频偏抑制方法，具体包括以下处理：
[0038]
步骤一、对于差分相干检测系统，在发射机端，对原始数据进行星座映射、差分编码、串并转换、ifft、并串转换以及添加lfm(线性调频，linear frequency modulation)同步信号等操作，得到基带时域发送信号，经上变频后得到射频发送信号，由发射机发出。而对于相干检测系统则不需要进行差分编码。发送数据帧如图1所示。
[0039]
具体地，对于差分相干检测系统，在发送机对原始数据进行qpsk调制，得到原始调制符号bk，然后对原始调制符号进行差分编码，编码规则为：
[0040][0041]
其中，k为子载波数量，从而到差分编码符号dk。对其进行串并转换后再进行ifft调制搭载到各个子载波，再由并串转换操作得到发送基带ofdm信号s(t)：
[0042][0043]
其中，t
′
＝t+tg，t为ofdm信号长度，tg为保护间隔长度，δf＝1/t为载波间隔。f0为最低载波频率，g(t)＝1,ift∈[0,t
′
]，其他区间为0。
[0044]
进一步地，在生成的ofdm信号两端分别添加长度为t
l
的lfm同步信号，构成完整的基带发送信号，经上变频得到射频发送信号。
[0045]
特别地，在相干检测系统中，不包含差分编码的步骤，其他步骤与上述差分相干检测系统保持一致。
[0046]
步骤二、信号经过水声信道到达接收机，对接收到的射频信号进行下变频，得到基带接收信号，依据发送时lfm同步信号长度、发送信号长度以及当前应用场景下最大多普勒因子可能的取值等先验信息，对接收信号首部和尾部进行截取，并利用截取所得信号进行互相关运算，如图2所示。
[0047]
具体地，ofdm射频信号在经过水声信道后到达接收机，对接收到的射频信号进行下变频处理后，得到基带接收信号y(t)：
[0048][0049]
其中，a
p
和τ
p
分别表示第p条路径的增益和时延，α表示多普勒因子，n(t)为加性噪声，fk＝f0+kδf为第k个子载波的频率。
[0050]
可以看出，由于多普勒效应的影响，信号在时域发生了尺度缩放，信号持续时间由t
′
变为并且由于频率偏移每个子载波会产生大小为αfk的非均匀频率偏移。
[0051]
依据已知的发送同步信号长度t
l
，从接收信号首部截取得到一段同步信号。而在进行尾部同步信号截取时，考虑到由于多普勒因子的取值可能为正或为负，对应接收信号可能发生尺度压缩或者扩展，为保证一定能够截取得到尾部的同步信号，设当前应用场景下最大多普勒因子可能值为α
max
，依据这一先验信息，从位置处向后截取，得到尾部同步信号，其中，t
t
为原始发送信号长度。然后，对截取得到的首尾同步信号进行互相关运算：
[0052][0053]
由于截取所得的首部和尾部信号包含相同的lfm同步信号部分，且受到相似的信道特性影响，仍然具有良好的相关特性，因此在运算结果中会产生唯一的一个尖锐的相关峰。
[0054]
步骤三、根据互相关运算结果得到相关峰位置，从而估计出接收信号的长度，进而估计出多普勒因子的大小。
[0055]
具体地，截取得到的首尾同步信号互相关运算会产生一个尖锐的相关峰，相关峰位置为δτ。由图2可知，接收数据信号长度满足：
[0056][0057]
而根据互相关运算可知：
[0058]
δt＝δτ-t
l
[0059]
因此接收数据信号长度为：
[0060][0061]
由于信号受多普勒效应的影响在时域会发生压缩或展宽的尺度变化，接收数据信号与原始发送信号长度之间满足：
[0062][0063]
因此可以估计出多普勒因子的大小为：
[0064][0065]
步骤四、对基带接收信号以重采样率进行时域重采样，然后去除掉首部和尾部长度为t
l
同步信号，得到频偏补偿后的接收数据信号。
[0066]
步骤五、对接收数据信号进行串并转换、fft解调、并串转换、差分检测以及星座解调等操作，恢复出原始的数据符号。
[0067]
具体地，对于基带接收信号y(t)以重采样率进行重采样，可得：
[0068][0069]
其中，v(t)为重采样后的加性噪声。如果可以准确地估计出多普勒因子的大小，即满足则上式可近似为：
[0070][0071]
因此，信号的时域尺度变化及非均匀多普勒频率偏移都得到有效补偿。
[0072]
进一步地，对重采样后得到的信号，去除掉首部和尾部长度为t
l
同步信号，接着进行串并转换、fft解调、并串转换等操作得到解调符号对于差分相干检测系统，利用当前符号与前一个符号之间具有相干性，进行差分检测，得到检测符号：
[0073][0074]
然后对得到的符号进行符号判决，判决方式为：计算差分检测符号与qpsk星座图上各星座点之间的均方误差，取均方误差最小的星座点作为判决结果。之后再进行qpsk解调，得到原始的数据符号。而对于相干检测系统，则需要将差分检测的公式替换为相干检测系统中的对应公式，其他步骤与上述差分相干检测系统保持一致。
[0075]
结合以下实验结果对本发明的使用效果进一步说明：
[0076]
测试时所采用的仿真水声信道，其路径增益如图3所示。在多普勒因子高达0.001，子载波数为1024的条件下，分别采用经典的块多普勒估计算法和本发明提出的方法对信道多普勒因子进行估计，两种方法的估计性能如图4所示。图5展示了在差分相干检测系统中，基于这两种方法进行重采样的差分水声ofdm通信系统的信号检测性能以及不进行重采样处理的信号检测性能的测试结果。
[0077]
从仿真实验结果可以看出，在高多普勒因子以及大子载波数的条件下，本发明实现的信道自适应多普勒估计方法相比传统的块多普勒估计方法估计精度更高。而基于信道自适应多普勒估计方法进行重采样的差分水声ofdm通信系统相比采用块多普勒估计方法以及不进行重采样操作的系统，系统性能也有显著提升。
[0078]
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。