抽头，使电容器的值全部均匀。
[0155]由此，人们认为，在上述图2的等效电路中，由于为LC串联共振电路部平衡的结构，故可以获得共振频率不分散，通过特性Sdd21 - (2)和组延迟特性⑶21 - (2)没有走样的特性。
[0156]于是设想出，即使在实际的结构中，如果面对的上下的弯折线路为平衡的结构，则与图1的结构相比较，可以获得更加良好的特性。
[0157]图7为表示本发明的被动均衡器E的另一结构的分解透视图，面对的上下的弯折线路是平衡的。
[0158]在图7中，弯折线路1C，IA之间和弯折线路1D，IB之间相对输入端子(信号输入位置)11A，IlB与输出端子(信号输出位置)13A，13B之间的中间，横切弯折线路1A，IB的假想的中间线y — y’，相互呈线对称(镜反转)。
[0159]另外，弯折线路1A，IC的折返周期除了端部的连接引出线以外，均是均匀的，两者均为弯曲角部的线路重合于中间线y — y’上的折返周期。即，在两者中，弯曲周期不是以相同相位而重合，而呈以相反相位而重合的形状。
[0160]由于这样的结构形成差动线路对，故弯折线路IA与IB之间，弯折线路IC和ID之间是对称的，对于弯折线路ic，IA的关系，弯折线路ID和IB的关系，中间线y — y’上的线对称的关系，以及以相反相位而重合的折返周期成立。其余的结构与图1相同。
[0161]此外，在形成这样的线对称的图案的场合，通过在布图印刷时旋转180度，弯折线路等的导体形成用的印刷掩模可共用I个，可节约掩模费用。
[0162]图8为图7的被动均衡器E的频率特性图。各标号的含义与图3相同。
[0163]在图8中，Sddll - (7)表示差动信号的反射特性，Sdd21 一 (7)表示差动信号的通过特性，⑶21 - (7)表示差动通过信号的组延迟特性。
[0164]按照该方案，与图3相比较，呈现特性的走样较少的情况。于是，眼图案改善效果也为大于等于图5的效果，虽然关于这一点在图示中省略了。
[0165]弯折线路IA?ID的形状在图7和图1中大大不同，但是，在两者中获得接近的特性，对于适用于所需的特性的弯折线路IA?ID的形状，可允许的范围大。
[0166]于是，在本发明的被动均衡器E中，与在分立的片状元件中构成图17的电路的场合相比较，特性较容易稳定。
[0167]图9为表示本发明的被动均衡器E的又一结构的分解透视图，用于使低的频率信号的导线路也为相对的2层结构。
[0168]在图9中，与图7的结构相比较，在电介质层9B和9C之间，插入了新的电介质层(第5电介质层)9E。
[0169]在电介质层9E的一个面(图9中的顶面)上，形成与在中间线y — y’上使形成于电介质层9C上的导线路3A，3B和串联电阻器7A，7B线对称的部分相同的，导线路(第2，第4导线路)3C，3D和串联电阻器(第2，第4串联电阻器)7C，7D。
[0170]另外，串联电阻器7A，7B在从中间线y — y’，靠近输入端子11A，IlB侧的位置，与导线路3A，3B连接，串联电阻器7C，7D在从中间线y — y’，靠近输出端子13A，13B侧的位置，与导线路3C，3D连接。
[0171]其结果是，通过串联电阻器7A和7C夹持的导线路3A和3C的相对区间，以及通过串联电阻器7B和7D夹持的导线路3B和3D的相对区间构成平行电容器，高频信号借助通过该平板电容器，通过串联电阻器7C，7D的旁路。
[0172]由此，高频信号的通路并用弯折线路IA?ID的通路和平板电容器通路，可进一步减轻高频信号的损耗。其余的结构与图7相同。
[0173]在这里，导线路3C，3D和串联电阻器7C，7D不必一定要求使导线路3A，3B和串联电阻器7A，7B线对称，但是如果相互呈线对称的关系，则可共用布图的印刷掩模，可实现印刷掩模费用的减轻。
[0174]另外，串联电阻器7A，7B和串联电阻器7C，7D不必一定为相互分隔的位置关系，但是，比如，在于中间线1- y’上于相互相同的位置而重合的情况下，由于导线路3A?3D难以构成高频的旁路，故无法期待高频信号的损耗减轻。
[0175]由此，最好，导线路3A?3D的分割区间从中间线y — y’，形成于相互分隔的位置。
[0176]同样在这里，比如，在串联电阻器7A，7B和串联电阻器7C，7D中，通过改变电阻膜的尺寸，或电阻膏的电阻率，可调整串联电阻器的总值，高精度地管理包括直流(DC)的低频率信号的衰减。
[0177]图10为图9的结构的等效电路。形成于相对的导线路3A，3C之间和导线路3B，3D之间的电容器为在等效电路上，与串联电阻器7A?7D并联的结构，这表明高频信号可从串联电阻器7A?7D的旁路通过。
[0178]图11为图9所示的被动均衡器E的频率特性。在这里，通过仅仅针对差动通过特性Sdd21，与图8的特性相比较的形式表示。
[0179]图9的结构的Sdd21 —(9)与图7的结构的Sdd21 — (7)相比较，前者的高频的损失减轻，虽然该损失减轻程度是少量的。
[0180]图12为表示本发明的被动均衡器E的又一结构的分解透视图，表示用于通过低频信号的导线路也呈弯折状的结构。
[0181]在图12中，导线路3A?3D呈弯折状，另外导线路3A，3B和导线路3C，3D处于相对中间线y — y’，相互之间线对称的关系。其中，不同于弯折线路IA?1D，折返周期在相同相位的状态面对。其余的结构与图9相同。
[0182]图13为图12的被动均衡器的频率特性图。在图13中，Sddll — (12)表示图12的结构的差动反射特性，Sdd21 - (12)表示图12的结构的差动通过特性，⑶21 - (12)表示图12的结构的组延迟特性。
[0183]另外，为了比较，还示出在图11中没有示出的，图9的结构的差动信号的反射特性Sddll — (9)和差动组延迟特性⑶21 — (9) ο
[0184]由此可知，在图12的结构中，差动反射特性Sddll - (12)改善，并且与差动组延迟特性⑶21 - (12)相比较，走样程度也较小。
[0185]即使在导线路3A，3B和导线路3C，3D在相反相位的弯曲周期而面对的情况下，获得相同的特性，虽然关于这一点的图示省略。
[0186]以上的说明涉及下述的被动均衡器E，在该被动均衡器E中，形成在构成差动线路对的同时，还形成以将差动线路之间二等分的假想线(图1中的假想线X - X，)为中心，线对称的电路独立地设置的结构，形成差动传送路。
[0187]另外，形成相对将差动线路之间二等分的假想线X- X’，将某一个去除，或不使用某一个，S卩，简单单端的利用也是可能的结构，不过作为替代方式，存在接地端子。
[0188]不过，由于在作为过去的被动均衡器例子的图17中，没有接地端子，另外，本来，即使差动传送线路不是共用地线，仍可传送信号，故在没有这样的共用的地线的部位，必须要求接地端子的连接的部件的安装则变为不可能，因此不是优选的方式。
[0189]因此，提出避免这样的问题的，没有接地端子的被动均衡器的例子。
[0190]图14为表示本发明的被动均衡器E的又一结构的分解透视图，形成没有仅仅以差动信号为对象的接地端子的结构。
[0191]在图14中，从图12的结构中，去除接地端子15A，15B，电阻连接焊盘19A?19D。
[0192]由此，由于没有终端电阻器5A?的接地方，故形成终端电阻器5A和5B以连接于电阻连接焊盘17A和17B之间的方式连接，终端电阻器5C，?也以连接于电阻连接焊盘17C和17D之间的方式连接，S卩，在差动线之间形成终端的结构。其余的结构与图1相同。
[0193]图15为图14的等效电路。相对图17的结构以直流(DC)方式构成差动T型衰减器的情况，图14的结构通过如图15所示的那样，在差动线路之间连接终端电阻器，以直流方式构成差动π型衰减器。
[0194]图16为图14所示的被动均衡器的频率特性图，图16表示差动反射特性Sddll —
(14)，差动通过特性Sdd21 —(14)，差动组延迟特性⑶21 — (14)中的任意者均为大于等于其它的结构的特性。
[0195]以上对在本发明的实施例中，被动均衡器E通过陶瓷叠层步骤而制作的情况进行了说明。但是，如果为电介质衬底，则不必要求陶瓷材料，也可通过印刷电路衬底等的绝缘性树脂衬底而构成。
[0196]另外，在本发明的被动均衡器E中，分割导电路3A?3D的区间(部位)并不限于I个，可形成I个以上，即，至少I个部位，可在各分割部位，串联地插入串联电阻器7A?7D。