)信号的特例，CPM的载波的时 变相位是：
[0062] (4-6)
[0063] 本文选取的相位脉冲g(t)为L=1时LRC的脉冲：[0064]
(4-7)
[0065] 脉冲g(t)的积分q (t)为 ，d。、 (4-8)
[0066] 如果对t>T有g(t)=0,则CPM信号称为全相应CPM;如果对t>T有g(t)辛0， 则已调信号称为部分相应CPM;显而易见，通过选择不同的脉冲形状g(t)，如果改变调制指 数h和符号数目M，可以产生多种不同的CPM信号。
[0067]步骤2，
[0068] 假定信道为加性高斯白噪声信道，接收到的基带信号可以表示为：
[0069]r(t) =sB (t)+n(t) (4-9)
[0070] 其中
为等效复基带信号，n(t)为加性高斯白噪声；取T =1/32000,h= 1/4,M= 2，L= 1
这样 得到g(t)和q(t)的图形，由于接收机载波频率误差、相位误差以及传输过程的影响，接收 信号r(t)s(t)相比会存在一定的频差和相位差，对接收到的信号进行鉴频得到：
[0071]
[0072] 对2CPFSK，L=1，RC鉴频后的信号取绝对值得到：
[0073] 4 11)
[0074] 然后进行傅立叶变换：
[0075] (4-12)
[0076] 式（4_12)中信号的中心频率。
[0077] 由于采用升余弦脉冲进行CPM信号的相位滤波，对信号进行傅立叶变化后，频谱 的峰值出现的fs(fs= 1/T)处，该谱线主要是信号的能量谱，且其周围对应于码元速率"宽 度"内功率谱的幅值较大，而与信号不相关的噪声，它的功率谱不会出现表征信号特征的谱 线。
[0078] 噪声是周期无限大信号，则峰值谱线以外可以认为是噪声（干扰也视同噪声）的 能量谱。当信噪比较大时，信号能量谱与噪声能量谱的比值较大，而信噪比较小时，信号能 量谱与噪声能量谱的比值较小，因此取信号和噪声的能量谱比值作为信噪比的度量，以此 来判断信道好坏。
[0079] 计算机仿真分析：
[0080] 仿真参数为：随机产生的640个码元，每个码元采样8点，采样速率256000次/秒； 数据传输速率为32kbit/s，进行256阶FFT变换（变化长度为64个码元）。
[0081] 图1和图2分别给出理想无噪声情况下鉴频信号波形和鉴频信号取绝对值波形， 对所得的信号进行傅立叶变化的波形如图3所示。
[0082] 图4与图5分别给出信噪比为：lldB情况下鉴频信号波形和鉴频信号取绝对值波 形，对所得的信号进行傅立叶变换的波形如图6所示。对图3和图6进行比较，经过傅立叶 变换后，噪声和信号的谱线有着明显的区别，噪声的谱线在通带范围内是随机分布的，而 信号的谱线主要集中在fs处，这样取信号的谱线值和噪声的谱线值作为我们进行信道判 断的原始依据，如果取两者的比值就相当于间接得到了信噪比，也就是建立了能量谱和信 噪比之间的关系，因此就可以以信噪（信干）比的试探性比为依据判别信道质量的好坏。
[0083] 进一步对获得试探性比值进行说明。其计算方法为：取傅立叶变化后频谱最大值 和旁边的两个幅值的平均值，同时取通带内其他频谱幅值求其平均值，然后求出两者的比 值。因为在进行傅立叶变换后，在0频处会有直流分量出现，为了减少直流分量对比值的影 响，把这个直流分量排出在外，不包括在有用的谱线之内。在每一个信噪比出取多次统计的 平均值作为最终的试探性比。图8给出15次统计获得的试探性比值的离散点及其均值曲 线。从图8中可以看出独立的单次统计具有一定的波动性。
[0084] 对于2CPM信号，如对跳频通信以信噪比大于6dB时，就认为信道可利用的最低门 限。只要能正确判断出信噪比6dB处的信号与噪声频谱能量的比值特性，就可以正确判断 出信道质量的好坏。从图9中看到，以信噪比为6dB处的试探性比值的均值作为门限，当信 噪比为4dB到8dB时，信道质量错判（信噪比大于6dB但统计的试探性比小于门限值，信噪 比小于6dB但统计的试探性比大于门限值，即就是落在图9所示判错区之内的判断错误的 点）的概率大概是50%，也就是说在这个区域有一半的信道可能被判错。若信噪比远离临 界点，即小于4dB或者大于8dB，则判断的错误概率越小。对图8统计的估计正确率如图9 所示。
[0085] 从图9中可以得出，根据通信质量的要求和实际的通信情况，选取合适的门限是 提高信道质量判断正确率的一个主要因素。影响门限选取的主要因素是试探性比值的波 动性和傅立叶变换的阶数。这里的判断出好的和坏的信道质量，其实判断出的就是跳频中 好的和坏的频点。这样就可以根据判断的结果，去掉坏的频点，利用好的频点进行通信。达 到频率选择的目的。
[0086] 这种信道质量估计算法是在信号进行译码之前进行判断的，即如果判断信道质量 不好，就不进行信号的译码运算，减少了信号的处理时间，对实时信号处理来说可以节省大 量的时间，提高了系统的实时性。
【主权项】
1. 一种自适应短波跳频通信系统信道估计方法，其特征在于，具体按照以下步骤进 行： 步骤1，建立信号数学模型； 连续相位调制的数学模型为：等效低通波形v(t)为：其中，fd是峰值频率偏移，Φ C1是载波的初始相位； 对应（4-2)式的载波调制信号表示为：式中表示载波的时变相位：在（4-4)中，虽然d(t)具有不连续性，但是d(t)的积分是连续的；因此得到一个连续 相位信号，在nT < t < (n+l)T间隔内的载波相位由式（4-4)的积分确定； 因此有：) 口J以宥出，9"农不直到（η-υ时的所w付亏的累枳值，当用（4-5)式的形式表示信号 时，CPFSK变成一般类型的连续相位调制信号的特例，CPM的载波的时变相位是：选取的相位脉冲g(t)为L = 1时LRC的脉冲：脉冲g(t)的积分q(t)为：_ (4.8) 如果对t > T有g (t) = 0,则CPM信号称为全相应CPM ;如果对t > T有g (t)辛0,则 已调信号称为部分相应CPM ; 步骤2， 假定信道为加性高斯白噪声信道，接收到的基带信号可以表示为： r(t) = sB(t)+n(t) (4-9) 其中3等效复基带信号，n(t)为加性高斯白噪声；取T = 1/32000, h = 1/4, M = 2, L = 1，』这样得 到g(t)和q(t)的图形，由于接收机载波频率误差、相位误差以及传输过程的影响，接收信 号r(t)s(t)相比会存在一定的频差和相位差，对接收到的信号进行鉴频得到：对2CPFSK，L = 1，RC鉴频后的信号取绝对值得到：然后进行傅立叶变换：式（4-12)中ω。信号的中心频率； 由于采用升余弦脉冲进行CPM信号的相位滤波，对信号进行傅立叶变化后，频谱的峰 值出现的fs，fs = 1/Τ处，取信号和噪声的能量谱比值作为信噪比的度量，判断信道好坏。
【专利摘要】本发明公开了一种自适应短波跳频通信系统信道估计方法，通过建立信号数学模型，得到基带信号，对接收到的信号进行鉴频，由于采用升余弦脉冲进行CPM信号的相位滤波，对信号进行傅立叶变化后，频谱的峰值出现的fs，fs＝1/T处，取信号和噪声的能量谱比值作为信噪比的度量，判断信道好坏。算法利用信号和噪声进行傅立叶变换后谱线的特征作为依据，建立起谱线和信噪比之间的对应关系，利用这种对应关系进行信道质量估计，算法所需数据量少，存储量小，计算速度快，能满足实时通信的要求。
【IPC分类】H04L27/26, H04L25/02, H04B1/715
【公开号】CN104883328
【申请号】CN201510162309
【发明人】沈重, 东方, 周思女, 任佳
【申请人】海南大学
【公开日】2015年9月2日
【申请日】2015年4月8日