性插值或者二阶插值法，即频域插值包 括：线性插值或二阶插值，具体在本申请中不做限定，可根据实际情况选取。在本申请中，进 行频域插值以得到DMRS位置对应的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数，初步 降低了由时域信道响应系数变换为频域信道响应系数后发生的吉布斯抖动现象。
[0054] S103 :对全部子载波频域信道响应系数进行IFFT变换，得到时域信道响应系数。
[0055]S104:对时域信道响应系数进行去噪处理，并将去噪处理后的结果进行FFT(Fast FourierTransform，快速傅里叶变换）变换，得到去噪的频域信道响应系数。
[0056]S105:对去噪的频域信道响应系数的抖动系数用全部子载波频域信道响应系数中 与抖动系数的位置对应的系数进行替换。
[0057] 具体的，为了抑制吉布斯抖动现象，对去噪的频域信道响应系数的首尾部抖动严 重的点进行替换。
[0058]由以上技术方案可知，本申请实施例一提供了一种基于解调参考信号的信道估计 方法，该方法通过对含噪频域信道响应系数进行频域插值，从而获得了DMRS位置对应的用 户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数，并且通过对去噪的频域信道响应系数的抖动 系数的替换，在保证一定的复杂度的条件下，抑制了吉布斯抖动现象，避免了地板效应的产 生，提升高信噪比下的信道估计性能，同时低信噪比下也能获得良好的性能，从而提升系统 的性能。
[0059] 实施例二
[0060] 在实施例一的基础上，本申请实施例二提供了另一种更具体的基于解调参考信号 的信道估计方法。
[0061] 如图2所示，图2表示用户被分配一个PRB带宽时，DMRS在OFDM资源格中的一种 分布情况。R7表示DMRS所占的RE(ResourceElement，资源单元）位置，横向表示时间轴， 纵向表示频率轴，此时，用户在时域上占据14个OFDM符号，在频域上占据12个子载波。其 中，第一列1 = 〇表示OFDM符号0,共有14列，即14个OFDM符号，左边连续的7个OFDM符 号构成一个PRB，右边连续的7个OFDM符号也是一个PRB，一个PRB在频率上占据12个子 载波。
[0062] 需要清楚的是，LS算法的基本原理：
[0063] 假设系统总子载波数为N，则OFDM系统模型可用下式表示：
[0064] Y(k) =X(k)H(k)+ff(k), 1 ^k^N-l(1)
[0065] 式中，k表示第k个子载波，H(k)为理想信道频域响应系数，X(k)为频域发送端信 号，Y(k)为接收到的频域信号，W(k)为叠加在频域信号上的高斯白噪声。针对DMRS而言， 假设目标OFDM符号上有m个DMRS，并且DMRS所占子载波位置为p，则可得
[0066] Y(p) =X(p)H(p)+ff(p), 1 ^p^m-1 (2)
[0067] 于是，该参考信号位置的LS算法信道估计为
[0068] HLS(p)=Y(p)/X(p)=H(p)+W(p)/X(p)，1彡p彡m-1 (3)
[0069] 可以看出，LS算法计算量小，仅通过在参考信号对应的子载波上进行一次除法运 算即可得到参考信号位置子载波的信道响应系数。但是LS算法忽略了噪声的影响，在低信 噪比下性能较差。
[0070] 具体的，如图3所示，图3为本申请实施例二提供的一种基于解调参考信号的信道 估计方法的流程图。该信道估计方法包括：
[0071]S201:在移动终端接收信号的目标OFDM符号上获取DMRS位置上子载波的频域信 号。
[0072] 具体的，该频域信号即对应公式（3)中的Y(p)。
[0073]S202:根据高层配置和用户可获取的参数生成对应DMRS位置的本地频域信号。
[0074] 具体的，高层配置和用户可获取的参数包括：传输模式、小区ID以及初始化信息。 该本地频域信号即对应公式（3)中的X(p)。
[0075]S203:利用频域信号和本地频域信号根据LS算法计算得到DMRS位置的含噪频域 信道响应系数。
[0076] 对前两步中的生成信息利用公式（3)进行LS估计，即两者相除，可以得到DMRS位 置的含噪频域信道响应系数(p)。
[0077] S204 :对含噪频域信道响应系数进行频域插值，得到DMRS位置对应的用户所占带 宽的全部子载波频域信道响应系数。
[0078] 具体的，在DMRS所占据的带宽上进行频域插值，为了方便处理，通常可选取线性 插值或者二阶插值法，即频域插值包括：线性插值或二阶插值，具体在本申请中不做限定， 可根据实际情况选取。在本申请中，进行频域插值以得到DMRS位置对应的用户所占带宽的 全部子载波频域信道响应系数，即对Hu(p)进行线性插值，得到插值后的信道频域响应系 数，该过程初步降低了由时域信道响应系数变换为频域信道响应系数后发生的吉布 斯抖动现象。
[0079]S205:对全部子载波频域信道响应系数进行IFFT变换，得到时域信道响应系数。
[0080] 具体的，对作IFFT变换，得到信道时域响应系数。
[0081] S206 :对时域信道响应系数进行去噪处理，并将去噪处理后的结果进行FFT(Fast FourierTransform，快速傅里叶变换）变换，得到去噪的频域信道响应系数。
[0082] 具体的，在本实施例中，要对&,，进行时域的去噪处理。
[0083] 具体的，由于对(p)进行了线性插值，相当于对其中所含的噪声也做了线性插 值，这样导致了Hjp)变到时域后，噪声的影响主要集中在&首尾两端，另一方面，信道 本身的能量也集中在首尾两端，但是信道能量在两端的分布更窄，噪声在两端的分布更 宽。通过仿真分析可以进一步看出二者在时域功率谱上的差异，通过以下的方法进行处理， 尽量让含噪的时域响应功率谱接近理想信道响应的功率谱。
[0084] 为了尽量除去噪声而又减小能量的损失，按下述方法处理：
[0085] (1)保留时域信道响应系数的首部；
[0086] 具体的，保留的前G个值，即将前G个值作为时域信道响应系数的首部，其中， G表示用户被分配的PRB对数。
[0087] (2)根据第一预设规则对时域信道响应系数的中间部分进行替换处理。
[0088] 在本实施例中，我们选取的G+1到Num/2 - 1个值作为时域信道响应系 数的中间部分，其中，ifc? = 表示一个PRB的频域子载波宽度。首先取 1(6 + 1 : #腫-之间数的平均值mean，将mean* |3并赋给+ 1 :AL? / 2 - 1)， 即将的G+1到Num/2 - 1个值替换为mean*f3,其中0为系数因子，根据实际需要进行 取值，使得结果逼近理想的信道时域响应功率谱。
[0089] (3)根据第二预设规则对时域信道响应系数的尾部进行处理。
[0090] 在本实施例中，我们选取^"的Num/2 - 1到Num个值作为时域信道响应系数的尾 部。再对尾部按照如下式子处理：
[0091]
[0092] 该去噪方法，对首尾区间段的划分，其对于尾部的响应点的处理，采用递乘的方 法，从后往前，逐渐减小。
[0093] S207:对去噪的频域信道响应系数的抖动系数用全部子载波频域信道响应系数中 与抖动系数的位置对应的系数进行替换。
[0094]具体的，将处理过的&进行FFT变换到频域，得到去噪后的(￡)，并对 的抖动点进行替换处理。为了抑制吉布斯抖动现象，将武^0?)首尾部抖动严重的点进行替 换，按照如下式子进行：
[0095]
[0096]
[0097] 其中，a为替换系数，选取不同的a值带来不同的替换效果，a值越大，高信噪 比下的性能就越接近LS算法性能，但低信噪比下的性能就越差，a值越小，高信噪比下性 能变差，容易发生'地板效应'，但低信噪比下性能会变好。实际中可根据需求对a进行取 值，在本申请中不做限定。
[0098] 由以上技术方案可知，本申请实施例二提供的该基于解调参考信号的信道估计方 法，该方法通过对含噪频域信道响应系数进行频域插值，从而获得了DMRS位置对应的用户 所占带宽的全部子载波频域信道响应系数，并且通过对去噪的频域信道响应系数的抖动系 数的替换，在保证一定的复杂度的条件下，抑制了吉布斯抖动现象，避免了地板效应的产 生，提升高信噪比下的信道估计性能，同时低信噪比下也能获得良好的性能，从而提升系统 的性能。
[0099] 实施例三
[0100] 在本申请实施例一的基础上，本申请实施例三提供了 一种与实施例一所述的信道 估计方法相对应的信道估计装置。如图4所示，图4为本申请实施例三提供的一种基于解 调参考信号的信道估计装置的结构示意图。该装置包括：获取单元301、插值单元302、第一 变换单元303、去噪单元304、第二变换单元305以及替换单元306,其中，
[0101] 获取单元301，用于利用在移动终端接收的信号中提取的DMRS位置上子载波的频 域信号和对应DMRS位置生成的本地频域信号，得到DMRS位置的含噪频域信道响应系数。
[0102] 插值单元302,用于对含噪频域信道响应系数进行频域插值，得到DMRS位置对应 的用户所占带宽的全部子载波频域信道响应系数。
[0103] 其中，频域插值包括：线性插值或二阶插值。